單電源儀表放大器電路

3.2.3 三運放儀表放大器的共模范圍

三運放儀表放大器的第一級共模增益為單位值,共模電壓原封不動的出現(xiàn)在圖5中A1,A2的輸出端,而差模輸入電壓(Vdiff)降落在增益電阻上,結果電流流過R5,R6,這意味著當輸入差模電壓增加時,A1的電壓將高于Vcm,A2的電壓將低于Vcm。因此,當增益和(或)輸入信號增加時,A1,A2的電壓范圍也會增加,最終被電源電壓的范圍所限制?？梢灾?共模電壓可以達到的范圍、差模輸入電壓、增益這三者之間是互相關聯(lián)的。例如,增加增益會減小共模范圍和輸入電壓范圍,同樣,增加共模電壓會限制差模輸入范圍并限制增益可能達到的最大值。如果輸入級運放的輸出擺動已知,那么就能很好地表示輸入范圍,共模范圍和增益之間的關系,以服務于特殊的三運放儀表放大器。

工業(yè)應用中運用低電源電壓時,可用的擺動范圍也越來越少。至于二運放儀表放大器,可以用滿幅度運放來解決這個問題,三運放儀表放大器中,因為過度的輸入電壓、共模電壓或增益會削減輸入級(A1,A2)的輸出電壓,所以滿幅度輸出級(A3)在這里根本起不了什么作用。

3.2.4 低共模應用中優(yōu)化的單電源三運放儀表放大器

圖6是AD623(低耗單電源滿幅度儀表放大器)的簡圖,沿用傳統(tǒng)的三運放儀表放大器結構,在用作輸入級運放之前,正反相輸入電壓通過一個PNP管,電壓上偏了0.6V。

要理解電平偏移的重要性,先要考慮儀表放大器工作的通常條件。圖7示出了AD623的一個典型應用,儀表放大器放大的信號來自一個J型熱電偶,儀表放大器連同A/D轉換器共同由+5V單電源供電。此應用中。所測溫度范圍從-200～+200℃,相應的熱電偶的電壓范圍為-7.890～10.777mV。

如通常一樣,熱電偶的一端接地,使偏置電流流入儀表放大器。因此,同相、反相輸入電壓中間的共模電壓非常接近地電平。實際上,從熱電偶而來的電壓開始變負時,有效共模電壓也變負。

在傳統(tǒng)的三運放儀表放大器中,當熱電偶電壓開始大于零時,輸入級的電壓擴展效果會導致輸入級的一個運放的輸出電壓變?yōu)榈?。圖6的電平偏置結構通過有效的在共模電壓上加0.6V,避免了這個問題,從而對地有更多的擺動范圍,并且使A1和A2滿幅度運放的輸出電壓處于線性區(qū)域,即使輸入電壓和共模電壓低于地電平。輸入電壓可以負到150mV,這由編程增益和共模電壓控制。

在此例中,儀表放大器的設置增益為91.9(RG=1.1kΩ),基準腳的電壓設為2V,只要熱電偶電壓處在溫度為-200～+200℃間變化,儀表放大器的輸出電壓范圍就為1.274～2.990V(對地),這個電壓擺動范圍很適合A/D轉換器的輸入電壓范圍(2V±1V)。

3.2.5 單電源二運放儀表放大器在低共模電壓中的應用

加一個Vbe電壓降使共模電壓升高的方法可應用于二運放儀表放大器。圖8是AD627的簡圖,它是一個集成二運放儀表放大器,運用特殊技術來獲得整個頻率范圍內的高CMRR。必須指出,對于三運放儀表放大器而言,必須注意補償內部節(jié)點電壓,避免信號飽和,這在單電源應用中格外嚴格。一般說來,最大增益由輸出有效信號的范圍決定(反相通道大于50mV,同相通道為100mV以內)。而在輸入共模電壓接近或等于零的單電源應用中,編程增益有一定限制。當輸入、輸出和基準引腳(REF)的電壓范圍由技術說明所規(guī)定時,這些引腳的電壓范圍是互相影響的。在圖8中,由含有共模分量Vcm的差模電壓Vdiff驅動,運放A1輸出端電壓是Vdiff、Vcm、Vref引腳電壓和編程增益的函數：

VA1=1.25(Vcm +0.5V)- 0.25Vref -Vdiff(25kΩ/RG-0.625)

也可用-IN和+IN(V-和V+)腳上的實際電壓來表示：

VA1=1.25(V-+0.5V)- 0.25Vref -(V+ -V-)25kΩ/RG

A1的輸出電壓在反相通道為50mV以內,同相通道為200mV以內擺動,上述等式可用以驗證A1的電壓是否在此范圍內。從以上任何一個等式可以看到,當Vref作為AD627的輸出(A2)正偏置增加時,A1的輸出電壓會減小。此外,增加輸入共模電壓會增加A1的輸出電壓。在共模電壓較低的單電源應用中,差模輸入電壓或REF上的電壓太高會使A1的輸出變?yōu)榈仉娖?。輸入電壓有效上?.5V(如T1和T2的Vbe)可以增加一些擺動范圍。

表1給出AD627在不同單電源輸入條件下的最大增益值,輸出擺幅是根據REF腳上的電壓得到的,REF上的電壓已經被設置為2V或1V,以使增益和輸出擺動范圍最大。注意在很多情況下,使單電源電壓值大于5V毫無好處(輸入范圍為0V至1V時除外)。

表1 AD627低共模單電源應用的最大增益

4 濾去高頻共模信號

所有的儀表放大器都能校正高頻中超出頻帶的信號,一旦校正,這些信號就變成直流失調誤差出現(xiàn)在輸出端。圖9的電路提供了一個很好的RFI抑制,在儀表放大器的通頻帶內不會降低性能。電阻R1和電容C1(同樣R2和C2)組成一個低通RC濾波器,- 3dB帶寬F=1/(2πR1C1),代入元件值,這個濾波器有大約40kHz的- 3dB帶寬。電阻R1和R2要選擇足夠大,使電路輸入與電容分離,但不能大到增加電路噪聲的程度,為維持放大器通頻帶的共模抑制,電容C1和C2必須是± 5%乃至更好的元件,或經測試能提供很好匹配的低成本元件。

維持低頻時的共模抑制,電容器C3是必需的。R1、R2和C1、C2構成橋電路,橋電路的輸出與儀表放大器的輸入相接。C1,C2的任何失配都會導致橋電路失衡并減小共模抑制。C3確保任何RF信號為共模信號(極性幅值相同地出現(xiàn)在儀表放大器的兩個輸入端),并且不會差分輸入。第二級低通網絡(R1+R2和C3)的- 3dB帶寬為1/[2π(R2+R1)C3],將C3=0.047m F代入,此電路-3dB信號帶寬約為400Hz。典型的直流偏移(整個頻率范圍內)小于1.5m V,電路對RF信號的抑制大于71dB。通過減小R1、R2至2.2 kΩ,電路的- 3dB信號帶寬可以增至900Hz。 除了在儀表放大器之前的電路必須驅動一個抵阻抗負載外,性能與使用4kΩ時相似。

圖9的電路可用一個PCB板來建立,元件引線必須盡可能短,電阻R1,R2可為1%金屬膜電阻,而電容C1、C2必須為±5%容差元件,以避免降低電路的共模抑制。推薦用5%銀云母片電容或松下公司的±2%PPS膜電容。

圖9 通常模式和共模抑制RF干擾的衰減電路

圖6 AD623采用典型三運放儀表放大器的結構。通過給兩個輸入端上偏0.6V電壓,即使在極低共模電壓下也可單電源工作。

圖7 AD623的輸入級電平偏置非常適用于單電源低共模應用。

溫度范圍為- 200～+200℃,J型熱電偶的電壓范圍從- 7.890～10.777mV。91.9的增益使儀表放大器的輸出電壓范圍為1至3V(即2V±1V),輸出端與單電源供電的AD7776A/D轉換器相接。

圖8 一個集成二運放儀表放大器AD627,也采用Vbe電平偏置以便低輸入共模電壓在單電源下工作。

圖4 可編程增益的四個電阻間0.1%的失配決定二運放儀表放大器低頻時的CMRR。兩個運放間閉環(huán)增益的差異會導致整個頻段CMRR的降低。在180Hz時,200mV的電網諧波會在運放輸出端產生800μV的電壓。

圖5 三運放儀表放大器的結構,R1,R2,R3,R4之間0.1%的失配會導致最壞情況下CMRR為60dB(增益為1)。漂移失配使CMRR降低加劇。

圖3 二運放儀表放大器的輸入共模范圍隨差模增益降低 而降低(不可能得到單位增益)。電阻的不匹配決定直流和低頻時的CMRR,而高頻CMRR取決于通過A1的Vin- 的相移。