基于D類放大的高效率音頻功率放大器設(shè)計(jì)
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三角波頻率、幅值計(jì)算如下：記通過(guò)電阻R1、R2的充放電電流為Io，此處Io=Vbe／R(其中Vbe為三極管的導(dǎo)通電壓)，則有
三角波周期T=t1+t2，頻率為f=1／T，此電路經(jīng)實(shí)測(cè)產(chǎn)生三角波頻率為120 kHz(會(huì)與計(jì)算值有所偏差，因?yàn)槿龢O管導(dǎo)通壓降不嚴(yán)格為0．7 V)。
3．3 雙路比較器電路(PWM波產(chǎn)生電路)
雙路比較器電路采用低功耗、可單電源工作的雙路比較器芯片LM393構(gòu)成。此處為提高系統(tǒng)效率，減少后級(jí)H橋中CMOS管不必要的開合，用兩路偏置不同的三角波分別與音頻信號(hào)的上半部和下半部進(jìn)行比較，產(chǎn)生兩路相互對(duì)應(yīng)的PWM波信號(hào)給后級(jí)驅(qū)動(dòng)電路進(jìn)行處理，雙路比較波形圖如圖3所示。此處值得注意的是將上半部比較處理為音頻信號(hào)接比較器的負(fù)向端、三角波信號(hào)接正向端；下半部比較則相反，這樣形成相互對(duì)應(yīng)，在音頻信號(hào)的半部形成相應(yīng)PWM波時(shí)，另半部為低電平，可保征后級(jí)H橋中的CMOS管沒有不必要的開合，以減少系統(tǒng)功率損耗。利用電位器將上半部比較三角波偏置調(diào)至3 V，下半部比較三角波偏置調(diào)至2 V。還需注意，三角波信號(hào)應(yīng)比需比較范圍內(nèi)的音頻信號(hào)幅度稍大一些，且偏置調(diào)節(jié)要較準(zhǔn)確，以防音頻信號(hào)某些點(diǎn)比較不到，后續(xù)濾波還原原信號(hào)時(shí)產(chǎn)生失真。本文引用地址：http://www.ex-cimer.com/article/186935.htm
3. 4 H橋互補(bǔ)對(duì)稱輸出電路(后加四階巴特沃斯濾波)
H橋互補(bǔ)對(duì)稱電路如圖4。采用低導(dǎo)通電阻、開關(guān)速率快、受溫度影響小的場(chǎng)效應(yīng)對(duì)管IRF9540和IRF540組成互補(bǔ)推挽放大電路。運(yùn)用對(duì)稱輸出方式，充分利用電源電壓，浮動(dòng)輸出載波峰峰值量大可達(dá)10 V，有效地提高了輸出功率。
經(jīng)H轎互補(bǔ)對(duì)稱電路放大后的兩路信號(hào)分別通過(guò)一四階巴特沃斯濾波器低通濾波，從而濾去高頻載波，得出放大后的音頻信號(hào)加在8 Ω負(fù)載兩端。濾波器上線截止頻率約為20 kHz，通頻帶內(nèi)特性平坦，效果較好。注意此處應(yīng)選擇大功率電感，否則會(huì)對(duì)信號(hào)幅值有削減作用，不能達(dá)到較高功率。
3. 5 短路保護(hù)模塊
短路保護(hù)電路如圖5。將一0．1Ω小電阻接入系統(tǒng)中，與8 Ω負(fù)載電阻串聯(lián)，通過(guò)對(duì)采樣電阻兩端取樣電壓進(jìn)行放大，而后再與設(shè)定的基準(zhǔn)電壓進(jìn)行比較從而控制功效部分的供斷電，起到保護(hù)作用。放大部分采用芯片NE5532構(gòu)成減法放大器，放大的同時(shí)可將電阻兩端的雙端信號(hào)變?yōu)閱味诵盘?hào)，放大器放大倍數(shù)為：
經(jīng)過(guò)放大后的信號(hào)經(jīng)過(guò)由D1、C1、R5組成的峰值檢波部分，檢出信號(hào)幅度值送至比較器與設(shè)定的基準(zhǔn)電壓進(jìn)行比較。比較器選用低功耗、響應(yīng)速度較快的雙路比較芯片LM393。比較器負(fù)端用穩(wěn)壓管D6及C3、R7設(shè)置為5．1V，比較器接成遲滯比較方式，一旦過(guò)流，即可自鎖。此時(shí)比較器輸出的高電平使三極管T1導(dǎo)通，繼電器的地控制端與地聯(lián)通，繼電器吸合，切斷功放部分的供電，達(dá)到保護(hù)目的。因比較器自鎖，所以在解決過(guò)流問題后，關(guān)斷保護(hù)模塊的電源，才能重新進(jìn)入保護(hù)狀態(tài)。D2、D3、R6、C2組成開機(jī)延時(shí)電路，在斷電后，C2通過(guò)D2快速放電，防止開始瞬間C2上的殘余電壓對(duì)3號(hào)腳影響，防止比較器在非正常狀態(tài)下進(jìn)入自鎖狀態(tài)，使保護(hù)模塊不能發(fā)揮正常作用。
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評(píng)論