模擬開關(guān)與多路轉(zhuǎn)換器知識(shí)詳解

當(dāng)開關(guān)頻率和負(fù)載電阻降低時(shí)，由于模擬開關(guān)在下次切換之前才能把注入電荷泄漏掉
，所以開關(guān)輸出包含正向尖峰和負(fù)向尖峰，如圖12所示。

圖12 在開關(guān)頻率和負(fù)載電阻很低情況下模擬開關(guān)輸出曲線

問：如何改善模擬開關(guān)的電荷注入作用?
答：如上所述，電荷注入效應(yīng)是由于NMOS管和PMOS管的寄生柵漏電容的失配造成的。如果使寄生柵漏電容匹配，那么就幾乎不會(huì)有電荷注入效應(yīng)。ADI公司的CMOS模擬開關(guān)和多路轉(zhuǎn)換器都能夠很精密地做到這一點(diǎn)。通過在NMOS管的柵極和漏極之間引入一個(gè)虛擬電容(C DUMMY )的方法來解決它們之間的匹配問題，如圖13所示。遺憾的是，只有在規(guī)定的條件下才能實(shí)現(xiàn)寄生電容的匹配，即PMOS管和NMOS管的源極電壓都必須為0V。這樣做是因?yàn)榧纳娙軨 GDN 和C GDP 不恒定，而是隨其源極電壓變化而變化的。當(dāng)NMOS和PMOS管

圖13 在V
SOURCE =0V條件下，實(shí)現(xiàn)寄生電容的匹配

的源極電壓變化時(shí)，其通道深度變化，從而使C GDN 和C GDP 跟著變化。因此電荷注入效應(yīng)在V SOURCE =0V時(shí)的匹配情況，對(duì)于V SOURCE 為其它值時(shí)提供參考。注：在匹配條件下，即V SOURCE =0V，模擬開關(guān)的產(chǎn)品說明中通常給出電荷注入值。在這種情況下，大多數(shù)模擬開關(guān)的電荷注入值一般都非常好，最大2~3pC，但對(duì)于V SOURCE 等于其它值，電荷注入值將增加，增加程度依具體器件而定。許多產(chǎn)品說明都給出電荷注入值與源極電壓V SOURCE 關(guān)系曲線。

問：在應(yīng)用中，我如何減小電荷注入效應(yīng)?

答：由于一定量的電荷注入引起的電荷注入效應(yīng)在模擬開關(guān)的輸出端產(chǎn)生一種電壓毛刺。尖峰幅度是模擬開關(guān)輸出的負(fù)載電容以及開關(guān)的導(dǎo)通時(shí)間和關(guān)斷時(shí)間的函數(shù)，負(fù)載電容越大，輸出電壓毛刺越小，即Q=C×V或V=Q/C，其中Q恒定。當(dāng)然，增加負(fù)載電容不是總能做到的，因?yàn)樗鼤?huì)減少通道的帶寬。但是對(duì)于音頻應(yīng)用來說，增加負(fù)載電容是減少那些無用的“劈拍”和“卡搭”聲的有效方法。選擇導(dǎo)通時(shí)間和關(guān)斷時(shí)間短的模擬開關(guān)也是減小輸出端尖峰幅度有效方法。因?yàn)樵谳^長的時(shí)間范圍內(nèi)注入相同數(shù)量的電荷，從而使電漏泄時(shí)間變長，因此使毛刺變寬，而幅度降低。有些音頻模擬開關(guān)，例如SSM2401/SSM2412(其導(dǎo)通時(shí)間規(guī)定為10ms)采用上述方法是非常有效的。還值得指出的是，電荷注入效應(yīng)與模擬開關(guān)的導(dǎo)通電阻密切相關(guān)。通常導(dǎo)通電阻R ON 越低，電荷注入作用越壞。其原因顯然與導(dǎo)通電阻的幾何尺寸有關(guān)，因?yàn)樵黾蛹覰MOS和PMOS管的面積會(huì)降低R ON ，而增大C GDN 和C GDP 。因此適當(dāng)選擇R ON 來降低電荷注入效應(yīng)的方法，對(duì)于許多應(yīng)用也是一種選擇。

問：如何評(píng)估模擬開關(guān)和多路轉(zhuǎn)換器的電荷注入作用?
答：評(píng)估模擬開關(guān)和多路轉(zhuǎn)換器電荷注入作用的最有效方法如圖14(左)所示。用相當(dāng)高的工作頻率(＞10kHz)控制開關(guān)的導(dǎo)通和斷開，在(高阻探頭)示波器的輸出端觀察輸出波形，測(cè)得的類似曲線如圖14(右)所示。注入到負(fù)載電容的電荷注入量按公式ΔVOUT ×CL計(jì)算，其中ΔV OUT 是輸出脈沖幅度。

圖14 電荷注入作用的評(píng)估方法