高邊和低邊電流檢測(cè)技術(shù)分析

對(duì)于工作在5V的典型低壓應(yīng)用來說，高邊檢測(cè)放大器可采用簡(jiǎn)單的儀表放大器(IA)。然而，不同的IA架構(gòu)有著不同的限制，如有限的輸入共模電壓范圍。另外，IA也比較昂貴，而且在較高共模電壓時(shí)，低壓IA根本無法工作。因此設(shè)計(jì)高壓高邊電流檢測(cè)所需的放大器是一個(gè)艱巨的挑戰(zhàn)。

解決這個(gè)問題的一個(gè)直截了當(dāng)?shù)姆椒ǎ褪鞘褂煤?jiǎn)單的電阻分壓器來降低高邊共模電壓，讓這個(gè)共模電壓落在檢測(cè)運(yùn)放的輸入共模范圍內(nèi)。然而，這種方法不僅體積大，成本高，而且像下文說明的那樣還可能無法提供精確的結(jié)果。

讓我們考慮這樣一個(gè)例子：在檢測(cè)電阻上產(chǎn)生100mV檢測(cè)電壓，該電壓寄生在10V的共模電壓上。對(duì)應(yīng)100mV滿幅檢測(cè)電壓的理想輸出是2.5V，最差精度指標(biāo)是1%。

采用圖3所示的簡(jiǎn)單電阻分壓器可將10V共模電壓減小10倍。

圖3：實(shí)現(xiàn)傳統(tǒng)高邊電流檢測(cè)的電路。

配置為差分放大器的運(yùn)放A1能很輕松地處理1V共模電壓。但Vsense(100mV)同樣也被縮小了10倍，因此在差分放大器A1的輸入端檢測(cè)電壓只有10mV。為了提供要求的2.5V滿刻度電平，還必須引入第二個(gè)放大器A2，并設(shè)置為250倍的增益。

值得注意的是，A1的輸入偏移電壓無衰減地出現(xiàn)在其輸出端，同時(shí)出現(xiàn)在A2輸入端，然后被放大250倍。由于這些偏移電壓是不相關(guān)的，它們?cè)贏2輸入端可能整合為一個(gè)平方根和(RSS)，并形成等效偏移電壓。假設(shè)兩個(gè)運(yùn)放都有1mV的輸入偏移電壓，那么等效偏移電壓為：

其中VOS_A1和VOS_A2分別是A1和A2的輸入偏移電壓。

因此由上述公式可以得出A2輸出端僅由輸入偏移電壓所引起的誤差電壓為：

250(1.4mV) = 350mV

這樣，運(yùn)放偏移電壓造成了14%的系統(tǒng)誤差。

電阻比失配對(duì)CMRR的影響

第二個(gè)主要的誤差源，是來自與放大器A1的電阻臂相關(guān)的公差。A1的CMRR很大程度上取決于電阻增益設(shè)置臂R2/R1和R4/R3之比值。兩個(gè)臂中電阻比值即使差1%，也會(huì)產(chǎn)生90μV/V的輸出共模增益。

使用1%公差的電阻時(shí)，電阻臂比值最大變化為±2%，相當(dāng)于最壞情況下3.6mV/V的共模電壓誤差。這樣，10V的輸入共模電壓變化將在A1輸出端產(chǎn)生高達(dá)36mV的誤差(電阻臂變化1%時(shí)的誤差為0.9mV)。36mV的誤差顯然是不能接受的，因?yàn)樗鼘?dǎo)致增益為250的A2出現(xiàn)飽和！即使電阻臂比值變化1%也會(huì)產(chǎn)生放大的誤差電壓0.9mVx250=225mV。

總誤差

總誤差等于A1輸入偏移電壓、A2輸入偏移電壓、以及由電阻精度引起的誤差電壓的RSS總和。如上所述，電阻%1的精度變化加上10V的共模電壓變化本身就會(huì)產(chǎn)生最大36mV的誤差，并使A2飽和。假設(shè)電阻臂R2/R1和R4/R3之間的比值只變化1%，輸出誤差也將高達(dá)0.9mV。因此總的RSS輸入誤差電壓為：

其中VOS_A1和VOS_A2分別是A1和A2的輸入偏移電壓，VOS_MISMATCH是由于電阻臂比值1%的變化引起的輸入誤差電壓：

即使我們忽略溫度變化，由于放大器A1和A2的偏移電壓以及電阻臂比值1%的失配引起的總誤差也可能高達(dá)1.67mVx250=417.5mV，是滿刻度輸出的16.7%。換句話說，417.5mV誤差電壓看上去像是417.5mV/25 = 16.7mV的輸入偏移誤差，這顯然是不可接受的。

總誤差可以通過使用更高精度的電阻(0.1%)、或具有更好偏移電壓規(guī)格的放大器來縮小。但這些措施將進(jìn)一步增加本來就已經(jīng)包含了眾多元件的系統(tǒng)的成本。

另外，即使沒有負(fù)載，電阻分壓器R4/R3和R2/R1也提供了電源電流到地的流通路徑。這種到地的低共模阻抗在電池供電設(shè)備中很關(guān)鍵，因?yàn)殡娮杪窂街械穆╇姇?huì)迅速泄漏電池能量。