增強PFC段性能的兩種簡單調(diào)整方法

● 饋送給負載的功率低于需求時，輸出電容放電，補償功率差額。

● 提供的功率超過負載功耗時，輸出電容充電，存儲多余的能量。

因此，輸出電壓呈現(xiàn)出輸入線路頻率2倍的低頻交流含量。不利的是，PFC電流整形(current-shaping)方法均基于控制信號無紋波的假設(shè)。否則，就不能夠優(yōu)化功率因數(shù)，因為輸入線路電流重新復(fù)制了控制信號失真。這就是眾所周知的PFC電路動態(tài)性能差的原因。它們的穩(wěn)壓環(huán)路帶寬設(shè)得極低，從而抑制100Hz或120Hz紋波，否則輸出電壓就會注入這紋波。

由于系統(tǒng)極慢，PFC段遭受陡峭的負載或輸入電壓變化時，會在大電容上呈現(xiàn)出大的過沖(over-shoot)或欠沖(under-shoot)。啟動序列就是這些瞬態(tài)中的一種，能夠產(chǎn)生大的電壓過應(yīng)力(over-stress)。

圖8 輸出電壓紋波

圖9展示能在啟動相位期間觀察到的那類過沖。這波特圖是使用由NCP1607驅(qū)動、負載是下行轉(zhuǎn)換器的PFC段獲得的。

圖9 啟動相位期間的過沖

承受啟動過沖
應(yīng)用軟啟動是減小過沖的一種自然選擇。然而，設(shè)計人員所選擇的控制器并不必須具有這個功能特性。此外，從定義來看，這種功能減緩了啟動速度，而這并非總是可以接受。

另外一種簡單的選擇涉及在反饋感測電阻分壓器處增加一個電容，如圖10所示。在這個圖中，我們假定感測網(wǎng)絡(luò)中上部的電阻分割為兩個電阻，而電容Cfb并聯(lián)連接在其中一個電阻的兩端。

10 小幅調(diào)整反饋網(wǎng)絡(luò)

如果控制電路中嵌入了傳統(tǒng)的誤差放大器，讓我們分析電容Cfb的影響。在穩(wěn)態(tài)，Cfb改變了傳遞函數(shù)。通過檢測，我們立即注意到它增加了：

處于下述頻率的一個零點：
(2)

處于下述頻率的一個極點：
(3)

控制器集成了傳導(dǎo)誤差放大器(OTA)時，情況就有點不同。這是因為反饋引腳(誤差放大器的反相輸入)不再是虛接地(virtual ground)。因此，電阻分壓器中下部位置的電阻(RfbL)影響了極點頻率的表達式。實際上，采用OTA時：
(4)

然而，PFC輸出電壓的穩(wěn)壓電平通常處于390V范圍，而控制器參考電壓處在少數(shù)幾伏的范圍。因此，與(RfbU1+RfbU2)相比，RfbL極??；如果RfbU1與RfbU2處在相同范圍，或如果RfbU1小于RfbU2，我們就可以考慮：RfbL=RfbU2。事實上，設(shè)計人員基于這些考慮因素，能夠得出近似Cfb產(chǎn)生的極點頻率，即：
(5)
最后，兩種配置中都獲得相同的極點。

這些條件(RfbU1≈RfbU2)或(RfbU1≤RfbU2)并非限制性條件。相反，滿足這些條件是明智之舉，因為RfbU1兩端的電壓及相應(yīng)的Cfb兩端的電壓取決于RfbU1值與(RfbU1+RfbU2+RfbL)總電阻值的相對比較關(guān)系。這就是為什么它們是現(xiàn)實可行的原因。

如果RfbU1與RfbU2這兩個電阻擁有類似阻值，
(6)
如果RfbL=RfbU2：
(7)
最后，如果與RfbU2相比RfbU1極小，我們就獲得在控制至輸出傳遞函數(shù)中抵消(cancel)的極點和零點。這樣，增加Cfb就對環(huán)路和交越頻率沒有影響。如果RfbU1與RfbU2處在相同范圍，低頻增益就略微增加，交越頻率就以跟fp與fz的相同比率增加。事實上，特別是在RfbL=RfbU2時，這個增加的電容并不會大幅改變PFC段的動態(tài)性能。

然而，在啟動相位期間，這個電容發(fā)揮重要作用。當(dāng)輸出電壓上升時，Cfb電容也充電。Cfb充電電流增加到反饋電流中，所以穩(wěn)壓電平臨時降低。這增加的電流與Cfb電容值成正比，并取決于輸出電壓的陡峭度，因此，在輸出電壓快速充電時，這個影響更引人注目。

實際驗證
在應(yīng)用中已經(jīng)測試了調(diào)整方法，反饋網(wǎng)絡(luò)如下所示：
RfbU1≈RfbU2=470kΩ
RfbL=6.2kΩ

電阻RfbU1兩端放置了一個100nF電容。它必須是一種高壓電容，因為若我們假定輸出電壓最大值為450V，它兩端的電壓可能達到223V。作為一項經(jīng)驗法則(rule of the thumb)，我們選擇了100nF電容值，這樣，在觀測到過沖時，時間常數(shù)（RfbU1Cfb）就處在啟動時間的范圍之內(nèi)。

圖11比較沒有時的啟動序列(左圖)與有Cfb時的啟動相位(右圖)。這些波特圖清楚顯示電容的影響。Cfb充電電流人為地增加了輸出電壓(即圖中的Vbulk)充電期間的反饋電流，導(dǎo)致預(yù)期的控制信號(Vcontrol)放電。因此就沒有觀測到輸出電壓過沖。我們可進一步指明，啟動時間未受明顯影響。

圖11 有Cfb(左圖)及沒有Cfb(右圖)時的啟動特性

圖12顯示了沒有Cfb時(左圖)及有Cfb時(右圖)PFC段對突兀的負載改變(120W階躍)的響應(yīng)。我們的案例中(RfbU1=RfbU2)，Cfb產(chǎn)生并不會相互抵消的額外極點及額外零點，且輕微改變環(huán)路特性。然而，最重要的是，采用Cfb還是改善了響應(yīng)，因為較大的輸出偏差(Output deviation)使這些負載階躍類似于啟動瞬態(tài)。因此，Cfb在這里同樣幫助控制電路出現(xiàn)預(yù)料中的所期望的電平恢復(fù)。

12 沒有Cfb時(左圖)及有Cfb時(右圖)PFC段對負載階躍變化的響應(yīng)

結(jié)論
本文討論了如何解決PFC段經(jīng)常會面對的兩個問題。首先，在CrM應(yīng)用中，零電流檢測在高輸入線路時精度不高，而當(dāng)輸入線路電壓非常接近輸出電壓時，可能會出現(xiàn)某些不需要的連續(xù)導(dǎo)電模式周期，導(dǎo)致一些功率因數(shù)退化，及可能出現(xiàn)一些人耳可聽到的噪聲。能夠使用一顆簡單的電阻來改善這功能。其次，在啟動序列期間，PFC段也可能呈現(xiàn)出過大的過沖。可以在反饋感測網(wǎng)絡(luò)中放置一顆電容來限制或抑制這過應(yīng)力。即便是在電源設(shè)計的極晚階段，這兩種調(diào)整方法都易于實施。