一種高精度數(shù)字可調(diào)片上振蕩器設(shè)計

假設(shè)m／n為Q2與Q1發(fā)射極面積之比，則可得電阻R與支路電流IPTAT關(guān)系如下：

式中：VT為熱電壓VTkT／q；R為多晶電阻。VT的正溫度系數(shù)與R的負(fù)溫度系數(shù)使得IPTAT正比于絕對溫度。Q3支路在提供一個負(fù)溫度系數(shù)pcas 電壓的同時，將M19的柵極電壓箝制在固定電位，使得R1兩端的電壓VR1=VQ1=Veb1，則R1支路電流INTAT可表示為：

設(shè)：(ω／l)17／(ω／l)18=k，則：

調(diào)節(jié)R，R1，k，使得эI／эt=0，可以得到一路與溫度無關(guān)的電流I。電流I1為另一路鏡像。這種以熱電壓為基準(zhǔn)的自偏置電路對振蕩器的頻率進行了很好的溫度補償。共源共柵電流鏡具有較大電源抑制比，使得電流受電源電壓影響小。此電路既用作基準(zhǔn)電流電路，也是芯片內(nèi)部其他電路的偏置電路。
2．2 與溫度無關(guān)的基準(zhǔn)電壓
基準(zhǔn)電壓電路如圖3所示。運放由自偏置基準(zhǔn)電流電路提供偏置電流，將A，B兩點箝制在相等電位上，假設(shè)A，B兩點電壓分別為VA，VB，有：

輸出電壓Vbg可表示為：

假設(shè)m1／n1為Q5與Q4發(fā)射極面積比，利用式(7)、式(8)消去電流可得：

將式(9)對溫度求偏導(dǎo)數(shù)有：

調(diào)節(jié)Rtrim，R5，R6使得эVbg／эt=0，可以得到零溫度系數(shù)的基準(zhǔn)電壓Vbg，達(dá)到溫度補償?shù)哪康摹?/p>

2．3 比較器RS鎖存器設(shè)計
如果考慮比較器、鎖存器和開關(guān)管S1，S2的傳輸延時td，則振蕩器的頻率可以表示為：

由上式可知，經(jīng)精確補償電流和電壓后，只有通過減小傳輸延時td來減低傳輸延時對振蕩器頻率的影響。比較器采用全差分結(jié)構(gòu)，以獲得較高的速率和高電源電壓抑制比。使用小尺寸器件可減小開關(guān)的傳輸延遲，另外比較器遲滯效應(yīng)也會給振蕩器頻率帶來一定誤差。假設(shè)由于比較器遲滯帶來上升延遲t1、下降延遲t2，則周期誤差為：

采用兩個比較器的對稱結(jié)構(gòu)，保持Ich1=Ich2，Cl=C2，使得基準(zhǔn)電流對電容充放電的時間相同，有t1=t2。因此雙比較器對稱結(jié)構(gòu)設(shè)計可有效消除傳輸延遲的頻率偏差，提高振蕩器的精度。RS鎖存器由兩個NOR組成。
2．4 數(shù)字修調(diào)設(shè)計
在振蕩器設(shè)計中，由于工藝偏差等原因會產(chǎn)生頻率偏差。為保證頻率精度，有必要采用數(shù)字修調(diào)控制可配置寄存器對振蕩器頻率進行矯正，以得到精準(zhǔn)的目標(biāo)頻率。
2．4．1 電流粗調(diào)頻率可選
由圖2電路可見，開關(guān)管EN1閉合，EN2斷開時，Ich=I，選擇4 MHz頻率輸出；開關(guān)管EN1關(guān)閉，EN2斷開時，Ich=I1，選擇2 MHz頻率輸出。
2．4．2 電阻微調(diào)頻率
帶隙基準(zhǔn)電路的電阻微調(diào)網(wǎng)絡(luò)如圖4所示。R按照RN=2n-1RLSB取值，所有開關(guān)由片上可配置寄存器控制，通過控制Tr1～Tr8，可使電阻在256階精度變化，使得基準(zhǔn)電壓Vbg的變化梯度為256階，從而實現(xiàn)頻率256階精度微調(diào)。

十六進制寄存器為FFH狀態(tài)時，Tr1～Tr8全為1，開關(guān)管均閉合，Rtrim最小，基準(zhǔn)電壓Vbg輸出最小，振蕩器輸出最大頻率fmax；十六進制寄存器為00H狀態(tài)時，Tr1～Tr8全為O，開關(guān)管均斷開，Rtrim最大，基準(zhǔn)電壓Vbg輸出最大，振蕩器輸出最小頻率fmin。設(shè)置寄存器為80H狀態(tài)則對應(yīng)頻率振蕩器的中心頻率fOSC，該頻率可通過電阻網(wǎng)絡(luò)在fmin～fmax之間調(diào)節(jié)，可調(diào)精度為：

在微調(diào)電阻陣列的設(shè)計中，要充分考慮晶體管的工藝偏差和開關(guān)的傳輸延遲，減小開關(guān)晶體管的導(dǎo)通電阻對trim電阻的影響。

3 測試結(jié)果及分析
基于CSMC O．5 μm CMOS工藝對所提電路進行流片，其電路的顯微照片如圖5所示。