高效率p低成本ISM頻段發(fā)送器中的功放

以下分析了不同類型的功率放大器，給出了Maxim收發(fā)芯片的仿真結(jié)果。

功率放大器類型

A類、B類和C類功率放大器

A類功率放大器的信號(hào)有一個(gè)偏置點(diǎn)，當(dāng)輸入信號(hào)幅度改變時(shí)，器件消耗的平均電流并不改變。圖1中，M1可以看作是幅度為IDC的電流源。

放大器最大輸出功率對應(yīng)的輸出阻抗為：

因此，A類功率放大器的效率最大值為50% [1]。假設(shè)，在保證偏置電流為IDC的同時(shí)，M1漏極電壓擺幅最低可以到地電位。工作在線性電阻區(qū)會(huì)使A類CMOS功率放大器的實(shí)際效率降低到40%以下。這意味著工作電壓確定后，為了保持高效，A類功率放大器的偏置電流必須隨著輸出功率的改變而改變。由于A類功率放大器的偏置點(diǎn)不隨輸入信號(hào)的改變而改變，所以在注重增益的線性度的應(yīng)用中，此類功率放大器是最佳結(jié)構(gòu)。

B類和C類功率放大器與A類相比，可以實(shí)現(xiàn)更高效率，但通常輸出功率較低，并且有較大失真。

A類、B類和C類功率放大器的共同特點(diǎn)是有源器件被視作電壓控制電流源，并且不希望其工作在線性電阻區(qū)。

D類、E類和F類功率放大器

與A類、B類和C類功率放大器相反，D類、E類和F類CMOS功率放大器通過工作在線性電阻區(qū)來優(yōu)化效率和輸出功率。這些功率放大器通常被稱作“開關(guān)模式”功率放大器。因?yàn)檫@些功率放大器可以在低工作電壓下實(shí)現(xiàn)高效率，所以被廣泛用于ISM頻段的收發(fā)裝置。圖2所示，在開關(guān)模式的功率放大器中，輸出級電路由大信號(hào)方波驅(qū)動(dòng)。

可以把輸出級晶體管看作一個(gè)按照設(shè)定頻率、占空比進(jìn)行開關(guān)操作的電阻。從圖2還可以看出，輸出級晶體管含有豐富的諧波成分。這些諧波成分取決于驅(qū)動(dòng)信號(hào)的占空比和幅度、場效應(yīng)管的導(dǎo)通電阻和功率放大器的負(fù)載電阻。在D類功率放大器中，通過改變輸入信號(hào)的占空比改變輸出功率，即脈寬調(diào)制模式(PWM)。D類功率放大器通常用于輸出功率連續(xù)變化的音頻領(lǐng)域。

對于E類功率放大器，輸入信號(hào)的占空比恒定不變。匹配網(wǎng)絡(luò)用于最小化輸出級開關(guān)導(dǎo)通時(shí)的漏極電壓。通過最小化輸出級開關(guān)的導(dǎo)通壓降，可以降低開關(guān)管的損耗，提高PA的整體效率。

F類功率放大器與E類功率放大器相似，但設(shè)計(jì)匹配網(wǎng)絡(luò)時(shí)要特別注意諧波阻抗，以實(shí)現(xiàn)最高效率。因?yàn)橐紤]諧波電阻，F(xiàn)類功率放大器匹配網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)一般更復(fù)雜。

開關(guān)模式功率放大器

所有Maxim的CMOS ISM頻段收發(fā)器都提供漏極開路的功放輸出。在整個(gè)300MHz到450MHz頻段內(nèi)，占空比固定在25%。用戶根據(jù)所要求的輸出功率、電流損耗和諧波參數(shù)來設(shè)計(jì)匹配網(wǎng)絡(luò)。

圖3是開關(guān)模式功率放大器輸出級的簡單模型。

圖中，Rsw是場效應(yīng)管的導(dǎo)通電阻，Cpa是等效的器件寄生電容總和，Cpkg是封裝電容，Cboard是板上電容。表1列出了Maxim ISM頻段主要收發(fā)器件的開關(guān)電阻和電容值。

注意：開關(guān)導(dǎo)通電阻的典型值對應(yīng)于VDD = 2.7V的工作電壓；另外，板上寄生電容受布線影響很大。E類、F類功率放大器和匹配網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)可以參照文獻(xiàn)[2,3,4]，讀者可以利用這些資料作為技術(shù)背景?？紤]到本文篇幅，這里只能提及兩點(diǎn)：首先，匹配網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)必需使功率放大器的效率最高；其次，輸出級導(dǎo)通壓降較低時(shí)，功率放大器的效率最高。

開關(guān)模式功率放大器的仿真

在許多低成本ISM頻段應(yīng)用中，系統(tǒng)工程師可能受設(shè)計(jì)周期、費(fèi)用、系統(tǒng)復(fù)雜度的限制而無法對匹配網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行優(yōu)化。小尺寸(高Q值)、價(jià)格便宜的天線在發(fā)射較高頻率時(shí)通常有較高效率，但是射頻調(diào)整電路限制了發(fā)射信號(hào)的諧波成分。所以匹配網(wǎng)絡(luò)對諧波分量的抑制尤為重要?？紤]到這些因素，我們在分析功率放大器時(shí)假定輸出匹配網(wǎng)絡(luò)已經(jīng)過優(yōu)化，輸出電壓為正弦信號(hào)。如圖4所示。

假設(shè)功率放大器的負(fù)載電阻為RL，輸出電壓可低至0.1V，功率放大器的效率表示為：

如果電源電壓VDD = 3V，開關(guān)導(dǎo)通電阻Rsw = 22Ω，負(fù)載電阻RL = 400Ω，功率放大器的效率為80%，輸出功率為10.2dBm。當(dāng)然，電壓波形、開關(guān)導(dǎo)通電阻和負(fù)載電阻都是相關(guān)的，上式并不能精確計(jì)算效率?？衫肧PICE建立開關(guān)模式功率放大器的理想模型，阻值為11Ω或22Ω的理想電阻與Q值為10的并聯(lián)諧振腔連接。圖5是仿真原理圖，圖6為仿真結(jié)果。

圖6所示，開關(guān)模式的功率放大器最顯著的優(yōu)勢之一就是在保證卓越的直流－射頻轉(zhuǎn)換效率的同時(shí)，通過改變負(fù)載電阻，可以在寬范圍內(nèi)改變輸出功率。另外，具有較小開關(guān)導(dǎo)通電阻的開關(guān)模式功率放大器其輸出的功率較大，效率較高。較低開關(guān)導(dǎo)通電阻的功率放大器的缺點(diǎn)是，需要更大的電流對開關(guān)器件的寄生電容進(jìn)行充放電。

如上所述，為了提高效率，開關(guān)放大器的導(dǎo)通必須最小電壓附近打開。在一個(gè)開關(guān)電阻驅(qū)動(dòng)的簡單并聯(lián)諧振電路中，要實(shí)現(xiàn)最大效率，就要使功率放大器在工作頻率下的視在負(fù)載的虛部最小(包括元件的寄生電容、封裝和印刷電路板上的寄生電容)。如果網(wǎng)絡(luò)失諧，功率放大器的效率將顯著下降。圖7說明Q=10和Q=5時(shí)，匹配網(wǎng)絡(luò)失諧后的結(jié)果。

如圖7所示，漏極電流的最小值發(fā)生在諧振頻率點(diǎn)。這一事實(shí)可以用于驗(yàn)證現(xiàn)有匹配網(wǎng)絡(luò)是否已針對特定工作頻率實(shí)現(xiàn)了最優(yōu)化。同時(shí)要注意的是，SPICE仿真時(shí)假設(shè)：開關(guān)電阻的打開和閉合都是瞬間完成的；在開關(guān)打開和閉合的過程中，開關(guān)的寄生電容并不隨之改變；諧振電感和電容沒有寄生阻抗。這些方面的影響使實(shí)際的開關(guān)模式功率放大器的性能低于理想情況下的水平。在特殊的應(yīng)用中，通常采用迭代的方法實(shí)現(xiàn)匹配網(wǎng)絡(luò)的最優(yōu)化。

結(jié)論