測試系統(tǒng)阻抗匹配與開關(guān)質(zhì)量的評價

阻抗失配會引起信號反射，這是高頻測試系統(tǒng)所不希望出現(xiàn)的現(xiàn)象。對于交流信號而言，材料之間介電常數(shù)的任何變化都會導(dǎo)致特性阻抗的變化和阻抗失配問題。例如，當(dāng)某個正弦波沿著某條40.9-W傳輸線和50-W負(fù)載傳輸時，它的部分能量將會反射回傳輸線上。掌握信號反射發(fā)生的原理有助于我們改進(jìn)測試系統(tǒng)的配置和測量效果，這對于高頻測試尤其重要。

盡管由于反射導(dǎo)致的功率損耗是所有交流系統(tǒng)普遍存在的現(xiàn)象，但是僅當(dāng)系統(tǒng)中傳輸線的長度大于其傳輸信號波長的1/100時，由功率損耗而導(dǎo)致的測量誤差才值得我們關(guān)注。由于射頻信號具有較短的波長，因此它們相比低頻信號更容易受反射導(dǎo)致的功率損耗的影響。

我們來對比一個1MHz的正弦波和一個1GHz的正弦波在1m長的同軸線纜上的傳輸特性，通過這個例子可以說明線纜長度與信號波長之間的關(guān)系。這兩種信號的波長可以根據(jù)公式(1)計(jì)算出來。

其中：λ=信號的波長；f=信號頻率；VF=線纜的速度因子。假設(shè)兩個系統(tǒng)中線纜的速度因子都是0.66，那么可得以下結(jié)果：

對于頻率為1MHz的信號(信號1)：

對于頻率為1GHz的信號(信號2)：

相比信號1的波長，線纜的長度是相對較小的(如圖1所示)。因此，線纜上不同位置的任何電勢差異都是可以忽略的。由于信號1無法以波的形式在線纜上傳輸，因此它不存在由于反射導(dǎo)致的功率損耗問題。但是信號2的波長是線纜長度的1/5，因此任意時刻都有5個周期的信號2在線纜上傳輸。這種波長較短的信號在線纜上傳輸時就會呈現(xiàn)出波的形式，在具有不同特性阻抗的結(jié)點(diǎn)上就會發(fā)生反射。

射頻元件的特性阻抗并不是直流電阻。相反，對于傳輸線上的某個點(diǎn)，特性阻抗可以定義為在不存在任何反射的情況下這一點(diǎn)上一對電流和電壓波的比。實(shí)際上，信號的頻率以及傳輸線的單位電阻、電導(dǎo)、電容和電感等就決定了這一電壓與電流的比值。因此，這些因素也就決定了特性阻抗的大小(Zo)。傳輸線(如圖2所示)單位長度的特性阻抗可以表示為公式(2)：

其中：L=單位長度的電感，R=單位長度的電阻，G=單位長度的電導(dǎo)，C=單位長度的電容，ω=2pf，j=(-1)0.5

典型的射頻傳輸系統(tǒng)包括一個產(chǎn)生信號的信號源、傳輸該信號的傳輸線以及解析或廣播該信號的負(fù)載。在如圖3所示的系統(tǒng)例子中，Pin表示源產(chǎn)生信號的功率，Pout表示傳輸線輸出端的信號功率，Preflected表示由于硬件上阻抗不匹配而產(chǎn)生的信號反射所導(dǎo)致的功率損耗。由于存在制造容差和材料缺陷，真實(shí)世界中的硬件總是具有一定程度的阻抗不匹配，Preflected的值不可能等于零。因此，在實(shí)際系統(tǒng)中，Pout的值總是小于Pin。

由于反射而導(dǎo)致的功率損耗可以用多種方法來衡量。其中一種方法是計(jì)算回波損耗(return loss)，它是指反射回源端的信號功率與源發(fā)射功率的比值的對數(shù)：

回波損耗的取值范圍從理想匹配系統(tǒng)(所有元件具有相同的特征阻抗值)的無窮大到開路和短路電路的零。VSWR(Voltage Standing-Wave Ratio，電壓駐波比)是另外一種衡量射頻系統(tǒng)阻抗匹配和反射功率大小的指標(biāo)。正如其名所暗示的那樣，VSWR是指入射波和反射波疊加之后形成的駐波上最大幅值與最小幅值二者的比值。VSWR的取值范圍從理想匹配系統(tǒng)的1到開路或短路電路的無窮大。

為了更好的理解VSWR，我們不妨以圖4中的系統(tǒng)為例。假設(shè)源端發(fā)出的功率恒定不變。反射回源端的信號功率的增加將會導(dǎo)致到達(dá)負(fù)載端信號功率的相應(yīng)減少。當(dāng)在75-W的同軸電纜上傳輸?shù)男盘柌ㄓ龅?0-W的終端時，由于元件阻抗的不匹配就會導(dǎo)致出現(xiàn)反射現(xiàn)象。在計(jì)算這一例子的VSWR之前，我們需要首先計(jì)算出反射系數(shù)(Γ)：

反射系數(shù)的計(jì)算結(jié)果表明20%的入射波將會反射回傳輸線和負(fù)載之間的不連續(xù)點(diǎn)。然后我們可以利用這個值來計(jì)算系統(tǒng)的VSWR：

對于只有幾個不連續(xù)點(diǎn)的簡單電路可以通過這些公式計(jì)算出VSWR。但是對于更加復(fù)雜的電路，在計(jì)算VSWR時需要利用VNA(Vector Network Analyzer，矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀)分析信號的入射、反射和合成波，判斷最大駐波幅值與最小駐波幅值的比。圖5給出了在兩個不同時刻，在分析儀上觀察到的圖4的射頻系統(tǒng)中傳輸信號的入射、反射、傳輸和駐波的波形。在第一個時刻，信號源的輸出波形是一個1Vpp的正弦波，它與反射信號同相。因此，在這個時刻，駐波(1.2Vpp)的幅值是入射波(1Vpp)和反射波(0.2Vpp)電壓的矢量和。這也可能是最大的駐波幅值。在第二個時刻，入射波與反射波的相位彼此相差180度。因此，這時的駐波(0.8Vpp)幅值可能是最小的，它是入射波(1Vpp)和反射波(0.2Vpp)電壓的差。