矢量網(wǎng)絡分析儀提供解決方案

測量傳統(tǒng)RF信號時并不能經(jīng)常達到預期效果，如常用的單端式傳輸線中的微帶線架構間的傳導板常被視為理想接地，但由于許多電路器件以其為參考電位的操作模式，從而導致板上產(chǎn)生電流。而且微帶線本身也會受磁場干擾而成為干擾源并影響到其他傳輸線或器件，這些問題都可以采用對稱性的平衡式器件來解決。

傳統(tǒng)上RF信號是通過一組傳輸線傳送，而其中一條傳輸線與地線連接。此種類型的傳輸線稱之為非平衡式或單端結構，而一般常用的單端式傳輸線包括同軸線、微帶線與共面線。

RF信號微帶線，其架構為一條金屬細帶與傳導板，其間由介質作為分隔。傳導板被視為理想接地，也就是說，此平板上任一位置都具有相同的電位。但事實卻并非如此，許多電路器件以此地線板為參考電位的操作模式，將導致此板上有電流產(chǎn)生。有限的導電率與寄生的電感效應將提高地線板上電位的差異，而這些差異性將會干擾到信號。

再者，由于微帶線上的金屬細帶像天線一樣容易受到干擾電磁場的影響，并且微帶線本身也會成為干擾源而影響到其他傳輸線或器件。

這些問題都可以采用對稱性的平衡式器件來解決相關問題。圖1則為共面架構（Coplanar Structure）下所采用的平衡式傳輸線的切面圖，顯示出共同平衡式傳輸切面（Cross section of a planar balance transmission）。

信號是通過兩條導線間的電壓差來讀取，稱之為差模，在理想架構下是與地線無關的。然而事實上，大部分的線板皆非?？拷鼘Ь€，因此除了差模之外，還共模方式。

差模與共模

一組具有地線的平衡式傳輸線可將之等效為兩條耦合式單端傳輸線架構。由傳輸線理論得知，此兩條耦合線存在兩種獨立的操作模式——奇模（odd）與偶模（even）或差模與共模。圖2顯示為一組共面平衡式傳輸線在兩種操作模式下電場、磁場的分布切面圖。

對于共模架構而言，試想在垂直對稱平面有一磁墻（Magnetic Wall），則在差模架構下為一電墻（Electric Wall）。

一般來說，這兩種模式下的特性阻抗與傳導系數(shù)是不同的，且兩者之間并無固定的關系可表示，這些參數(shù)是根據(jù)傳輸線的型態(tài)而定。差模下的特性阻抗為Zd，共模下的特性阻抗為Zc。假設對于兩條單端傳輸線，其特性阻抗為Z0，則Zd與Zc可輕易求出。對于差模來說，兩組電壓大小相同，相位反向，如此可視為電壓雙倍而電流不變，因此Zd=2Z0。對于共模來說，電流雙倍而電壓不變，因此Zc = Z0/2。

一條傳輸線可利用單端模式下的波量（Wave Quantities）及S參數(shù)來描述，也可以差模及共模下的參數(shù)表示，由于后者并非為單一操作模式，所以其S參數(shù)稱之為混模（mixed-mode）參數(shù)。傳輸線不論以單端還是混模參數(shù)描述都是一樣的，而且兩者之間可相互轉換。

混模參數(shù)不僅用來表示傳輸線，也可以用在線性電路的架構中，圖3的濾波器具有一個單端口 （port 1）與一個平衡式端口（port 2）。

其混模矩陣為公式1所示：

下標符號xyij，x與y表示s（單端口），d（差模），c（共模），i與j表示端口的編號。x與i表示負載端的模式與編號，而y與j表示信號源的模式與編號。當有超過一個單端口或平衡式端口時，這些參數(shù)可區(qū)分為9大區(qū)域，如公式2所示：

◆ Sssij代表所有單端口上的反射與入射參數(shù)

◆ Sddij代表所有平衡式端口上差模的反射與入射參數(shù)

◆ Sccij代表所有平衡式端口上共模的反射與入射參數(shù)

◆ Ssdij代表所有自平衡式端口上差模輸入在單端口輸出的入射參數(shù)

◆ Sdsij代表所有自單端口輸入在平衡式端口上差模輸出的入射參數(shù)

◆ Sscij代表所有自平衡式端口上共模輸入在單端口輸出的入射參數(shù)

◆ Scsij代表所有自單端口輸入在平衡式端口上共模輸出的入射參數(shù)

◆ Sdcij代表所有自平衡式端口上共模輸入，在平衡式端口上差模輸出的入射參數(shù)

◆ Scdij代表所有自平衡式端口上差模輸入，在平衡式端口上共模輸出的入射參數(shù)

理想的平衡式器件是操作在差模下，而且會排除所有共模信號。圖4顯示完全平衡式器件與平衡式——單端口器件的操作模式。對于理想的完全平衡式器件，公式（2）的S參數(shù)中非對角線區(qū)域皆為0，而理想的平衡式——單端式器件，其Ssd與Sds區(qū)域的值不為0。

針對一些非理想特性來說，圖3的濾波器是在操作頻段內自單端口1傳送至平衡式端口2讀取差模信號，而這項特性以參數(shù)Sds21表示。然而由于非理想性將導致Scs21項的產(chǎn)生，也就是由端口1傳入的信號，部分會轉換成共模信號由端口2傳出。負載端將會接收或反射這些共?；虿钅Ｐ盘枺▓D5）。

在濾波器輸出端產(chǎn)生二次反射后（并且共模信號經(jīng)過模式轉換后產(chǎn)生差模信號），這些反射信號將會干擾到傳送的差模信號而影響濾波器的特性。由此可知，倘若無法將模式轉換的影響降為0，則平衡式器件至少必須涉及到對于共模能夠有好的匹配特性。而那些已經(jīng)轉換成一次共模信號并且維持共模類型的信號成分，并不會影響到傳送信號的特性。但在端口1端接收到噪聲時，這些信號會產(chǎn)生EMI。相反地，共模噪聲會被接收并轉成差模信號而降低噪聲比（Signal to Noise）。

測量技術

定義待測物的混模參數(shù)時需要測量儀器提供純差模及純共模的輸入，再者，儀器的接收端必須分辨由待測物傳回的差模及共模響應。因此，定義正確的參考平面與平衡式校正程序尤為重要。

商業(yè)經(jīng)濟型網(wǎng)絡分析儀并無法達到這些需求，因其測試端口為非平衡式且同一時間僅有一個測試端口輸出。這些測量上的限制可通過使用平衡—不平衡轉換器（baluns）來解決。圖6以簡易的平衡—不平衡轉換器搭配矢量網(wǎng)絡分析儀來針對雙端口待測物作差模信號測量。當差模下的特性阻抗為ZD時，平衡—不平衡轉換器的轉換比nD為（公式3）：

然而，這種測量方式也存在一些缺點：

◆ 待測物S參數(shù)的定義是以待物平衡式端口為基準面，而校正平面在同軸端口，且測量結果包括待測物與平衡—不平衡轉換器。假使平衡—不平衡轉換器的特性并非理想加上額外的一些線長，將會嚴重影響到測量結果。由于平衡式校正標準不易定義，因此直接于平衡式端口作校正程序也不易實行。

◆ 在使用簡易的4端口平衡—不平衡轉換器時，共模下的負載阻抗為開路器件，由圖5可知多次反射下將嚴重影響測量的準確性。這種情形可通過在平衡—不平衡轉換器與待測物間的纏繞線圈中置放一中央閥連接一共模特性阻抗為Zc的器件至電線來解決（圖6）。

◆ 無法測量到共模與模式轉換特性。

◆ 平衡—不平衡轉換器的帶寬限制在1GHz左右。

為了測量共模特性，可將共模轉換器加入到圖6電路中，如圖7所示。

共模轉換器是連接在差模平衡—不平衡轉換器的中央閥上，因此可采用單端式測試端口矢量網(wǎng)絡分析儀分別測量差模與共模信號。然而平衡—不平衡轉換器的非理想性與限制帶寬的缺點依就無法解決。

如前所提，以單端口特性描述待測物如同以混模特性描述，況且對于單端式多端口器件而言，測量儀器、配件、校正與測量技術是容易達到且定義的。

當單端式參數(shù)得到后，可通過模型分解技術（Modal Decomposition Technique）得到混模參數(shù)，基本采用以下兩種不同方式：

◆ 將單端式S參數(shù)轉換成單端式Z參數(shù)，由于單端式與混模式電壓與電流間為線性關系，可將單端式電壓電流關系式U=ZxI替換為混模式電壓電流，如此可得到混模Z參數(shù)，這些Z參數(shù)最后再轉換為混模S參數(shù)。對于任意參考阻抗的單端口及平衡式端口而言，此項程序皆可適用。

◆ Bockelman及Eisenstadt研究出單端式與混模式S參數(shù)間的直接轉換關系，然而關于測試端口的阻抗仍有一些限制，若不符合條件，則必須采用另外的二次正規(guī)化方式來解決。