基于UWB技術(shù)的脈沖發(fā)生器的設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)

　　實(shí)際的脈沖發(fā)生器電路包括階躍管、激勵(lì)電感、高頻調(diào)諧電容、阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)、偏置電路等，如圖4所不。

　　(4)匹配網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)

　　為了使脈沖發(fā)生器的輸入電阻與信號(hào)源內(nèi)阻(一般為50Ω)匹配，較簡便的辦法是采用變阻低通濾波器。匹配電路的簡化等效電路如圖5所示，該電路可看成是集中參數(shù)半節(jié)Г形阻抗變換器。對(duì)于這種電路，

　　(5)偏置電路設(shè)計(jì)

　　一般采用自偏置電路。自給偏置的產(chǎn)生過程簡述如下：在外加交流電壓超過二極管的接觸電位差Φ的時(shí)間間隔內(nèi)，二極管的正向電阻遠(yuǎn)小于R，信號(hào)源通過小的正向電阻向電容c.充電;當(dāng)外加交流電壓小于D值并使二極管進(jìn)入反向工作區(qū)域時(shí)，二極管呈現(xiàn)很大的電阻(與R比較而言)，電容C1通過電阻R放電。如果C1R的時(shí)間常數(shù)比基波電壓的周期大得多，則放電電流可以認(rèn)為是一常數(shù);于是在電阻R上就產(chǎn)生一個(gè)壓降，其值為I0R，并反向地加在二極管上。由于這一偏壓是整流電流引起的，所以隨著激勵(lì)電壓幅度的變化，偏壓隨之改變，從而可以自動(dòng)調(diào)節(jié)工作點(diǎn)。偏壓電阻值可按下式估算：

　　c3的原理與c1一樣，但其充放電過程與C1相反。如果電路中去掉c3則電路的輸出端就沒有一個(gè)壓降，所得的脈沖就是一個(gè)高斯脈沖波形;如果電路中有C3，所得脈沖就是一個(gè)高斯脈沖的一階導(dǎo)數(shù)。

　　實(shí)驗(yàn)結(jié)果

　　上述公式只能對(duì)元器件的值進(jìn)行大概的估算，還要通過反復(fù)實(shí)踐進(jìn)行修正。筆者在電路調(diào)試過程中，為了得到較窄的脈沖寬度，反復(fù)實(shí)踐修正元器件的值。利用信號(hào)發(fā)生器產(chǎn)生31MHz，24dBm的正弦波作為電路的觸發(fā)信號(hào)源，c1和cc可選用幾萬pF的大電容，偏置電容C3的容值盡可能小。自偏置電阻R為幾十Ω或幾百Ω，通過對(duì)R的微調(diào)，可以改變產(chǎn)生脈沖的重復(fù)周期。cm和ct分別為7 8 0 p F和390+45pF。LM和L分別為30nH和70nH的空心電感線圈。其中微調(diào)激勵(lì)電感L的感值對(duì)脈沖的波形影響尤為明顯。圖6是從示波器上觀察到的高斯脈沖的一階導(dǎo)數(shù)波形(有偏置電容c3)，脈寬1.5ns左右，Vpp為7V。

　　實(shí)踐表明，有時(shí)理論計(jì)算的數(shù)值與實(shí)際電路的數(shù)值相差頗大，其可能的原因是：管子參數(shù)的誤差及離散性較大;設(shè)計(jì)中沒有考慮寄生參量以及輸入回路與輸出回路之間的影響;大信號(hào)(特別是過激勵(lì))的理論尚不完善。