基于DSP的ILS機(jī)載接收機(jī)基帶信號處理

對于頻率f3=1 020 Hz信號分量，由于其頻率較高，無需1 000個數(shù)據(jù)全部參加運(yùn)算，因此首先通過一個數(shù)據(jù)選通步驟，只選取其中的125個點(diǎn)送入高通濾波器H2，可以得到純的單頻f3信號。而對于頻率f1=90 Hz，f2=150 Hz兩個信號分量，其頻率較低，必須首先經(jīng)過8倍抽取，降低采樣率，才能減輕對后續(xù)濾波器設(shè)計的要求。因此8倍抽取后，數(shù)據(jù)的長度為125點(diǎn)，再分別經(jīng)過低通H5和高通H4得到對應(yīng)的頻率f1=90 Hz，f2=150 Hz兩個分量信號。

這里有幾個問題需要說明。由于是對正弦信號進(jìn)行采樣，從時域進(jìn)行幅度估計，首先要解決的是幅度估計精度的問題。因為采樣周期與信號周期不一定滿足整數(shù)倍關(guān)系，也就是說正弦信號采樣后的各周期的最大值點(diǎn)不一定對應(yīng)的就是正弦信號的最大值點(diǎn)，假定采樣信號的最大值點(diǎn)與實際信號最大值之差在△d以內(nèi)，則采樣率最小值由下式?jīng)Q定：

從式(2)可以看出：△d一定時，信號的頻率f0與采樣率最小值成正比關(guān)系，或者說，提高信號的采樣率，可以降低信號幅度估計精度。因此本文中將所有信號進(jìn)行了2倍插值。

從圖2還可以看出：

(1)信號經(jīng)過濾波后再進(jìn)行8倍抽取，這種算法意味著數(shù)據(jù)1 000個點(diǎn)全部參加濾波運(yùn)算，然而其中輸出值只利用了其中1／8。顯然這種方式是浪費(fèi)了運(yùn)算時間，因此本文采用多相結(jié)構(gòu)，提高運(yùn)算速度。而圖1中的三倍抽取也可以用多相結(jié)構(gòu)實現(xiàn)。

(2)進(jìn)行處理的數(shù)據(jù)均為125點(diǎn)，輸出數(shù)據(jù)均為250點(diǎn)，因此這些數(shù)據(jù)可以公用存儲空間，濾波器H6，H7和H8結(jié)構(gòu)是一樣的，因此可以用一個存儲空間存儲濾波器系數(shù)。

(3)信號是經(jīng)過若干個濾波器進(jìn)行分別處理的，因此信號的幅度還受到濾波器的影響。在實際工作之前，還需要進(jìn)行定標(biāo)處理。定標(biāo)方法是通過給定信號源，分別測定每路信號的衰減程度。

ILS基帶信號處理板如圖3所示，其中標(biāo)注1的是信號處理板，標(biāo)注2的是信號源模塊，標(biāo)注3的是電源模塊。每批次數(shù)據(jù)的運(yùn)算速度為528 ms，基本滿足實際需要。

圖4給出了各頻點(diǎn)上幅度估計誤差與頻率的關(guān)系。導(dǎo)致誤差隨頻率變化的原因主要由濾波器的特性，以及采樣率與信號頻率之間的比值關(guān)系決定。其中濾波器特性的影響主要是影響誤差隨頻率的慢變成分，而信號頻率與采樣率關(guān)系的變化則會導(dǎo)致誤差隨頻率的快變。從圖4可以看出，對于低頻分量，估計誤差可以控制在2％以內(nèi)，而高頻分量的估計誤差則更小。

4 結(jié)語

儀表著陸系統(tǒng)是國際目前通用的飛機(jī)著陸設(shè)備。常規(guī)的ILS機(jī)載接收機(jī)基帶信號處理部分采用模擬電路實現(xiàn)，測量精度低，電路實現(xiàn)復(fù)雜。本文基于DSP器件，基帶信號處理部分全部在數(shù)字域進(jìn)行，采用了定長的FIR濾波器和多速率信號處理算法，并針對硬件條件，對軟件的處理速度和存儲空間進(jìn)行了優(yōu)化。將該軟件在DSP TMS320F2812系列開發(fā)板上進(jìn)行了仿真，計算結(jié)果穩(wěn)定、精確，總體性能優(yōu)于常規(guī)ILS機(jī)載接收機(jī)基帶信號處理模塊。