偽碼調(diào)相連續(xù)波雷達接收單元數(shù)字化研究
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2．1．2 模數(shù)轉(zhuǎn)換器的選擇
本系統(tǒng)設(shè)計的數(shù)字化接收單元中需要對視頻放大器的輸出直接進行采樣，在視頻放大器的輸出信號中含有偽碼成分，如果一個偽碼周期中一個碼元的寬度是0．33μs，則偽碼的帶寬在3 MHz左右，為了防止采到偽碼的上升沿和下降沿決定用9 MHz的采樣頻率對視頻回波進行采樣，因為原信號處理中的A／D變換器是對多普勒信號進行采樣，因此如果用原來的A／D變換器顯然不能滿足對模擬信號采樣的采樣定理。AD6644的最高采樣頻率可以達到65 MHz，并且它是一個高速、高性能、單片的14位模數(shù)轉(zhuǎn)換器，采樣時鐘和模擬信號的差分輸入方式可以在很大程度上對噪聲進行抑制。同時AD6644采用的三級子區(qū)式轉(zhuǎn)換結(jié)構(gòu)，即保證了所需的轉(zhuǎn)換精度和轉(zhuǎn)換速度，又降低了功耗，也減小了模片尺寸。因此采用AD6644作為整個數(shù)字化接收單元中的模數(shù)變換器。圖3給出了AD6644的系統(tǒng)框圖。本文引用地址：http://www.ex-cimer.com/article/195889.htm
2．2 輸入及輸出部分設(shè)計
視頻回波的輸入電路主要完成兩部分功能：單端輸入轉(zhuǎn)差分輸入以抑制噪聲，降低共模電壓的影響；單端輸入部分設(shè)計了一個帶寬是4 MHz的二階有源巴特沃思低通濾波器，保證信號的譜純度同時抑制高頻噪聲。用AD公司的AD8132把單端輸入轉(zhuǎn)換成差分輸入。實際應(yīng)用時需要給AD8132的反相輸入端加上與同相輸入端完全對稱的電路以保證電路工作的穩(wěn)定性，同時為了更好地去除高頻干擾，在差分的輸出端用無源低通濾波進行了濾波，最后設(shè)計的模擬輸入電路圖如圖4所示。
由于9 MHz的時鐘信號不能由晶振直接產(chǎn)生，因此時鐘信號由DSP芯片提供，時鐘轉(zhuǎn)差分輸入由Mcl00EPT20D完成；AD6644_的數(shù)字輸出信號，應(yīng)盡量減小容性負載，同時為了保證數(shù)據(jù)輸出端對總線的驅(qū)動能力，在輸出端加了一個PHILIPS公司的74LVT245作為緩沖。為了保證過零比較的精度，提高抗干擾能力選擇LM239D做為過零比較器。
3 軟件設(shè)計
該數(shù)字化設(shè)計方案的所有數(shù)字處理過程都在DSP芯片內(nèi)部實現(xiàn)，所以軟件設(shè)計質(zhì)量的高低直接決定了整個系統(tǒng)的處理性能。
軟件工作過程如下：加電以后系統(tǒng)先進行初始化，同時產(chǎn)生9 MHz的采樣信號，然后啟動DMA開始數(shù)據(jù)的傳遞。由于DMA在傳輸數(shù)據(jù)時不占用內(nèi)部運算單元，因此在進行DMA傳輸?shù)臅r候同時進行上一幀數(shù)據(jù)的卷積運算，計算完卷積后，對每個距離單元抽樣得到的數(shù)據(jù)進行MTI，然后再進行目標識別的算法。由雷達的實際工作時序得到：在進行卷積計算時會發(fā)生定時器的中斷，執(zhí)行完定時器的ISR后回到卷積處繼續(xù)執(zhí)行；在MTI以及目標識別的算法運行時會產(chǎn)生DMA的中斷，執(zhí)行完DMA的ISR后回到卷積處重新依次執(zhí)行，但是在執(zhí)行完卷積運算后依然回到DMA中斷發(fā)生時的位置進行運算。軟件設(shè)計框圖如圖5所示。
4 結(jié) 語
用此系統(tǒng)運行整個算法，分析實驗結(jié)果得到：開機運行640 ms以后就可以得到各個距離單元運動目標的速度以及類別信息，比原系統(tǒng)的檢測速度提高30 9／6，同時增加了目標類型分辨即目標識別功能；讓系統(tǒng)重復(fù)地識別同一種目標分析實驗數(shù)據(jù)得到：對單人這一類目標的識別率達到了7O％，對單車的分辨率達到了75％，而對于多人的分辨率達到65％，多車的分辨率達到了60％。
綜合以上實驗數(shù)據(jù)可以肯定設(shè)計的硬件系統(tǒng)和軟件算法在實際使用中是有效的，因此本系統(tǒng)具有一定的推廣和使用價值。
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