淺析模擬信號路徑在便攜醫(yī)療設備中的技術(shù)要求

致力于開發(fā)醫(yī)療診斷設備的公司面臨的挑戰(zhàn)就是要為消費者提供物美價廉的產(chǎn)品。在降低醫(yī)護成本和改善病人護理服務方面，最重要的是能縮小這些醫(yī)療設備的體積并提高其精確度。在人口老化問題日趨嚴重的今天，上述需求顯得更為迫切。根據(jù)IMS調(diào)查公司的InMedica報告，消費類醫(yī)療設備的銷售總額到2011年時預計可超過50億美元。

醫(yī)療設備監(jiān)護功能的開發(fā)與不斷完善，遠程護理供應商能夠在人類健康的幾個重要領(lǐng)域為居家患者、急癥室救護員以至醫(yī)院提供更佳的診斷工具。血壓計血糖儀、除顫器等監(jiān)護類儀器均需要清晰的模擬信號來進行準確的測量，否則便可能危及生命。設計卓越的模擬信號路徑可幫助設計人員降低外來噪聲的干擾、擴展動態(tài)范圍和加強精確度。此外，在組件選擇方面，設計人員也必須謹慎選擇以滿足最終產(chǎn)品的性能需求。

小封裝中的高性能需求

此前，人們通常認為醫(yī)院和診所的醫(yī)療設備比家居使用的便攜儀器更為精確?？墒?，新的技術(shù)趨勢正迅速扭轉(zhuǎn)著上述的觀點。新的便攜式醫(yī)療設備面的使用者不僅僅有普通消費者，還有深具科技領(lǐng)悟力的病人，因此客戶的需要不再局限于量體溫、做心電圖和測血壓?？蛻粜枰氖侨轿坏淖o理及測量功能。

為了滿足人們對家居醫(yī)療診斷儀器的迫切需求，設備供應商正憑借先進的貨存管理和創(chuàng)新設計來增強市場競爭力，并為產(chǎn)品配備更多的功能來爭取更多的用戶。在開發(fā)家居醫(yī)療儀器的領(lǐng)域，有一個因素是非常重要的，這就是產(chǎn)品從最初設計到真正投放市場期間所需的開發(fā)時間。縮短上市時間，可以讓廠商的產(chǎn)品搶占市場。而能否將開發(fā)周期縮短取決于系統(tǒng)設計人員的設計是否足夠靈活并具成本效益。

工藝技術(shù)影響系統(tǒng)設計

雖然電氣規(guī)格是設計人員選擇組件的主要因素，但用來制造集成電路的工藝也同樣重要。例如，典型的血糖計通常需配合一個帶有極低輸入偏置電流的運算放大器，大多數(shù)的設計人員都會選用JFET放大器。不過，他們在作出決定前應先考慮一下溫度的問題。

由于JFET擁有一個很低的初始輸入偏置，因此它很易受到溫度變化的影響，每上升10°C ，輸入偏置便會大約增加一倍。要計算出輸入偏置的漂移，可使用下列的數(shù)式（參考1）。

Ib（T）Ib（T0） x 2（T-T0）/10

例如，一個JFET輸入運算放大器（例如美國國家半導體的LF411）在25 °C下的輸入偏置電流為50pA，而一個更佳的選擇是美國國家半導體的LMP7731，它是一款雙極輸入運算放大器，其輸入偏置電流為1.5nA。通過上述數(shù)式，我們可以很快地計算出在85°C下，LF411的輸入偏置電流變成3.2nA，超出LMP7731的兩倍。

評估系統(tǒng)的取舍

速度、噪聲和功耗對于某些設計來說可能同樣重要，一個低噪聲器件會消耗比較多的電流，而一個低功耗的器件則只可提供有限的帶寬。一個克服這些問題的方法是在適當?shù)膽弥惺褂梅囱a償放大器。與單位增益穩(wěn)定和速度較高這兩點相比，反補償放大器的優(yōu)點除了成本比較低之外，是其可在不影響功耗的情況下提供較大的帶寬。

反補償運算放大器最適合使用在電流-電壓轉(zhuǎn)換（跨阻）電路。在醫(yī)療儀器中，其中一個最普遍的應用是測量血細胞中的含氧量，稱為SPO2或飽和或外圍氧氣。圖1所示為SPO2模塊的框圖，當中的反補償放大器（TIA）用來將來自光二極管的電流轉(zhuǎn)化成電壓。

圖1 SPO2模塊的典型框圖

利用捷徑縮短設計時間

醫(yī)療儀器的最重要參數(shù)是噪聲，它可以導致電路本身和附近的設備產(chǎn)生嚴重的干擾。計算噪聲是一項比較沉悶的工作，尤其當您想計算出從電源、放大器、數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器以至外部組件，信號路徑對信噪比的整體影響。

一般來說，醫(yī)療儀器電路都傾向采用較低的頻率來工作，因此這些系統(tǒng)的設計人員通常會比較關(guān)心處于0.1到10Hz頻帶以內(nèi)的噪聲，也稱為峰到峰噪聲。但不幸地是，有些數(shù)據(jù)表并沒有提供時域噪聲（峰到峰）的數(shù)值，而只會提供電壓或電流噪聲密度的典型圖表。除了等待電路的供應商提供測量數(shù)據(jù)外，有一個快速的方法可幫助推算出峰到峰的噪聲量。

假設您打算利用美國國家半導體的LMP7731來推算峰到峰（0.1到10Hz）電壓的噪聲量，首先，在指定頻帶內(nèi)的頻率范圍中選擇出一個點，例如是1Hz，那對比曲線時的數(shù)值便是5.1nV/√Hz （圖2），然后用下列的數(shù)式來計算噪聲的根均方值（RMS）：式 1： enrms=“enf”√ln（10/0.1）， 當中 enf 是在 1Hz 下的噪聲通過以上的數(shù)式可得出10.9nV的總根均方值噪聲，如要計算出峰到峰噪聲，只需將這根均方值乘以6.6，這樣便可得出72.2nV。這個估算的結(jié)果相當不錯，它與數(shù)據(jù)表中列出的規(guī)格78nV很接近。

圖 2 LMP7731的輸入電壓噪聲與頻率的關(guān)系頻率、電壓噪聲

假如數(shù)據(jù)表中的電壓噪聲密度圖沒有表示在1Hz下的噪聲值，那您可以使用下列簡單的方程式（數(shù)式2）來推算某頻率下的數(shù)值。

式2：en=enb*√（fce/f）

當中enb是寬帶噪聲（通常是在1kHz時的數(shù)值），而fce 是1/f拐點，至于f是所關(guān)注的頻率，在我們的個案是1Hz。

舉一個例子，美國國家半導體的LMV851在10kHz下的寬帶噪聲為10nV/√Hz。為了計算出根均方值噪聲，首先要從圖表決定出1/f拐點（fce）的數(shù)值。使用數(shù)據(jù)表中的電壓噪聲密度圖，這樣便可找到fce大約等于300Hz。之后，使用以上的數(shù)式便可計算出en=10*√（300/1）=173nV√Hz，而這便是在1Hz下的電壓噪聲，最后將這數(shù)值代入數(shù)式1中并將結(jié)果乘以6.6，便可得出2.4μV的峰到峰噪聲量。

另一個需要考慮的是電流噪聲。一般來說，假如電源的阻抗不是很大（》100kΩ），您可以不考慮電流噪聲，仍然可獲得一個很接近的推算結(jié)果，就正如上述的例子一樣。可是，假如電源的阻抗很大，那必須使用相同的技巧來推算電流噪聲，并且將電壓和電流噪聲以根均方值的形式相加。