關于分布式系統(tǒng)中模擬信號遠程傳輸?shù)脑肼曇种?/h1>
在分布式系統(tǒng)中,模擬信號在傳感器或負載間來回遠程傳輸。在這類系統(tǒng)中,信號要傳輸很長的距離,噪聲抑制能力成為一個重要考慮因素。噪聲會耦合進信號中,結果使數(shù)據(jù)遭到破壞,由此產生不良影響。系統(tǒng)需要得到適當?shù)谋Wo,了解預期噪聲的量和性質可以明確需要采取的保護措施,以取消或者至少減少環(huán)境干擾水平。
本文引用地址:http://www.ex-cimer.com/article/201603/288462.htm 噪聲源或干擾源一般有兩種,根據(jù)其耦合進主信號的方式,分為共模噪聲和差模噪聲兩種,如圖1所示。
圖1.噪聲源
二者中危害較小是共模噪聲,它會同時耦合到系統(tǒng)GND信號和激勵信號中,這主要是由電纜與真實GND間的偶極天線效應造成的。這種情況不會使信號減弱,因為噪聲同時耦合進兩個通道,而且幅度相似。問題在于,共模噪聲會產生信號失調,使真實GND升高,結果導致兩種不良效應。首先,如果間接折合到真實GND(比如,通過金屬箱保護傳感器時),則可能使負載飽和。其次,可能產生電弧,結果會損壞傳感器。在激勵惠斯登電橋時,共模噪聲尤其麻煩,因為輸出信號需要由控制器進行處理,通常是用到一個儀表放大器,而這種放大器的CMRR有限,結果可能會放大噪聲。
使用低通濾波器(如RC濾波器),或者使用共模扼流圈來過濾輸入信號,可以減少共模噪聲。重要的是,不對稱衰減的共模噪聲會產生差模噪聲。在實際應用中,不對稱衰減的一個例子是低通濾波器;用一個電阻和電容實現(xiàn)截止頻率,但受元件容差影響,兩條線路中的截止頻率不一樣。
第二種,也是最麻煩的噪聲是差模噪聲,這種噪聲是在激勵與系統(tǒng)GND之間耦合的。該噪聲之所以會耦合到信號中,是因為系統(tǒng)GND與充當天線的信號電纜之間存在電流環(huán)路。在部分應用中(如化學分析),出于安全考慮,傳感器有時置于獨立于控制器的腔室中。這種設置會導致數(shù)十或數(shù)百米的電流環(huán)路,結果,任何磁通量都可能在信號中導致電流噪聲,從而使數(shù)據(jù)遭到破壞。為了減少差模噪聲的影響,建立使用鐵氧體材料來過濾高頻輻射信號,在控制器與傳感器之間采用星型連接,同時還要使用屏蔽電纜。
兩種情況下,如果該噪聲足夠大,設備甚至可能會因為電氣過應力而受損。當負載為電機或熒光燈時,尤其如此,這樣的負載構成一種強大的電磁兼容性/干擾(EMC/EMI)源;原因有二,分別為物理電磁元件和所產生信號的性質。一種較好的做法是使用EMC/EMI抑制器,如ESD保護裝置,以確保系統(tǒng)能維持一定的穩(wěn)定水平。
在實現(xiàn)部分前述方法時,主要后果是與元件相關的電容。甚至電纜也會含有寄生電容,因此不能忽略。寄生電容與電纜的長度、類型和類別成比例,如表1所示。
表1.不同電纜類型比較
集成式緩沖電壓DAC,如AD5683R或AD5686R,可提供高壓擺率、高帶寬,而且功耗更低,功耗已成為業(yè)界的一個主要關注點,原因多種多樣,比如電路板溫度的降低、電路板組件數(shù)量的增加(不增加功率)、功效的提高等。結果,內部放大器的阻抗ZO(開環(huán)阻抗)變大(不要與閉環(huán)阻抗ZOUT相混淆),對最大負載電容形成限制。
如果與運算放大器輸出相連的電容超過最大允許值,結果會影響運算放大器的穩(wěn)定性,可能導致放大器振鈴和振蕩。
通過運用緩沖電壓DAC,可用來降低運算放大器不穩(wěn)定性的方法有以下幾種:
1.RSHUNT法
2.外部負載網絡補償(緩沖電路)法
RSHUNT法需要的外部組件最少,其背后的原理相對簡單;通過在運算放大器與負載之間放置分立式電阻使二者相隔離。
RSHUNT在反饋網絡的傳遞函數(shù)中增加一個零,結果使閉環(huán)在高頻下能保持穩(wěn)定。選擇的這個零應至少比GBP(增益帶寬積)低一個十倍頻程。但這里的問題是,DAC的技術規(guī)格不包括這個數(shù)字,原因是其不相關,因為內部運算放大器充當?shù)氖蔷彌_器。
在這種情況下,根據(jù)經驗法則,應該選擇一個盡量小的值,以減少電阻的影響;其范圍一般在5 Ω至50 Ω之間。如果使用該方法,負載電壓會下降,因為這種方法在物理上實現(xiàn)為一個電阻分壓器,會影響其他規(guī)格,比如,壓擺率降低,建立時間延長等。結果,DAC在負載或傳感器端的整體性能會下降。
通過增加RSHUNT值,阻尼比(ζ)也會隨之增加,使其成為一種合適的電機驅動方法;但是,當負載幅度較小且電壓軌較低時(如惠斯登電橋激勵),不建議使用這種方法,因為可能導致幅度大幅下降。減小電壓范圍,比如,使用阻抗為1 kΩ的5 V供電軌,結果,降幅為2.5%左右,如圖2所示。
圖2.RSHUNT法
緩沖法(或RC分路法)不會減小負載電壓范圍,因而是低電壓應用的首選方法。這種方法背后的原理略有不同。緩沖網絡會減小靠近振蕩頻率的負載阻抗,使負載的實部低于虛部,結果改變相位。
正確元件值的選擇方法需要憑經驗確定,要分析與負載相連的DAC的瞬態(tài)響應。
一般地,計算的前提是緩沖器GBP低于1 MHz。這種情況下,設電纜寄生電容為47 nF,分布式系統(tǒng)中模擬信號遠程傳輸?shù)脑肼曇种?/p>
理想電阻應低于1 ?,RSNUBBER值越低,過沖就越低;但從實際應用角度來看,我們不妨選擇RSNUBBER = 10 ?。
緩沖器極需要比振蕩頻率高三分之一,
圖3.緩沖法
緩沖法和分路法對于補償或隔離容性負載十分有用,當負載或傳感器需要遠程激勵時,可使DAC保持穩(wěn)定。
以上示例均基于AD5683R DAC。這款器件采用超小封裝,整體性能卓越,并且擁有2 LSB INL @ 16位、35 mA驅動能力,集成了基準電壓源,更有高達4 kV ESD的魯棒性,眾多優(yōu)點使其成為負載或板外傳感器激勵的理想DAC。
在分布式系統(tǒng)中,模擬信號在傳感器或負載間來回遠程傳輸。在這類系統(tǒng)中,信號要傳輸很長的距離,噪聲抑制能力成為一個重要考慮因素。噪聲會耦合進信號中,結果使數(shù)據(jù)遭到破壞,由此產生不良影響。系統(tǒng)需要得到適當?shù)谋Wo,了解預期噪聲的量和性質可以明確需要采取的保護措施,以取消或者至少減少環(huán)境干擾水平。
本文引用地址:http://www.ex-cimer.com/article/201603/288462.htm噪聲源或干擾源一般有兩種,根據(jù)其耦合進主信號的方式,分為共模噪聲和差模噪聲兩種,如圖1所示。
圖1.噪聲源
二者中危害較小是共模噪聲,它會同時耦合到系統(tǒng)GND信號和激勵信號中,這主要是由電纜與真實GND間的偶極天線效應造成的。這種情況不會使信號減弱,因為噪聲同時耦合進兩個通道,而且幅度相似。問題在于,共模噪聲會產生信號失調,使真實GND升高,結果導致兩種不良效應。首先,如果間接折合到真實GND(比如,通過金屬箱保護傳感器時),則可能使負載飽和。其次,可能產生電弧,結果會損壞傳感器。在激勵惠斯登電橋時,共模噪聲尤其麻煩,因為輸出信號需要由控制器進行處理,通常是用到一個儀表放大器,而這種放大器的CMRR有限,結果可能會放大噪聲。
使用低通濾波器(如RC濾波器),或者使用共模扼流圈來過濾輸入信號,可以減少共模噪聲。重要的是,不對稱衰減的共模噪聲會產生差模噪聲。在實際應用中,不對稱衰減的一個例子是低通濾波器;用一個電阻和電容實現(xiàn)截止頻率,但受元件容差影響,兩條線路中的截止頻率不一樣。
第二種,也是最麻煩的噪聲是差模噪聲,這種噪聲是在激勵與系統(tǒng)GND之間耦合的。該噪聲之所以會耦合到信號中,是因為系統(tǒng)GND與充當天線的信號電纜之間存在電流環(huán)路。在部分應用中(如化學分析),出于安全考慮,傳感器有時置于獨立于控制器的腔室中。這種設置會導致數(shù)十或數(shù)百米的電流環(huán)路,結果,任何磁通量都可能在信號中導致電流噪聲,從而使數(shù)據(jù)遭到破壞。為了減少差模噪聲的影響,建立使用鐵氧體材料來過濾高頻輻射信號,在控制器與傳感器之間采用星型連接,同時還要使用屏蔽電纜。
兩種情況下,如果該噪聲足夠大,設備甚至可能會因為電氣過應力而受損。當負載為電機或熒光燈時,尤其如此,這樣的負載構成一種強大的電磁兼容性/干擾(EMC/EMI)源;原因有二,分別為物理電磁元件和所產生信號的性質。一種較好的做法是使用EMC/EMI抑制器,如ESD保護裝置,以確保系統(tǒng)能維持一定的穩(wěn)定水平。
在實現(xiàn)部分前述方法時,主要后果是與元件相關的電容。甚至電纜也會含有寄生電容,因此不能忽略。寄生電容與電纜的長度、類型和類別成比例,如表1所示。
表1.不同電纜類型比較
集成式緩沖電壓DAC,如AD5683R或AD5686R,可提供高壓擺率、高帶寬,而且功耗更低,功耗已成為業(yè)界的一個主要關注點,原因多種多樣,比如電路板溫度的降低、電路板組件數(shù)量的增加(不增加功率)、功效的提高等。結果,內部放大器的阻抗ZO(開環(huán)阻抗)變大(不要與閉環(huán)阻抗ZOUT相混淆),對最大負載電容形成限制。
如果與運算放大器輸出相連的電容超過最大允許值,結果會影響運算放大器的穩(wěn)定性,可能導致放大器振鈴和振蕩。
通過運用緩沖電壓DAC,可用來降低運算放大器不穩(wěn)定性的方法有以下幾種:
1.RSHUNT法
2.外部負載網絡補償(緩沖電路)法
RSHUNT法需要的外部組件最少,其背后的原理相對簡單;通過在運算放大器與負載之間放置分立式電阻使二者相隔離。
RSHUNT在反饋網絡的傳遞函數(shù)中增加一個零,結果使閉環(huán)在高頻下能保持穩(wěn)定。選擇的這個零應至少比GBP(增益帶寬積)低一個十倍頻程。但這里的問題是,DAC的技術規(guī)格不包括這個數(shù)字,原因是其不相關,因為內部運算放大器充當?shù)氖蔷彌_器。
在這種情況下,根據(jù)經驗法則,應該選擇一個盡量小的值,以減少電阻的影響;其范圍一般在5 Ω至50 Ω之間。如果使用該方法,負載電壓會下降,因為這種方法在物理上實現(xiàn)為一個電阻分壓器,會影響其他規(guī)格,比如,壓擺率降低,建立時間延長等。結果,DAC在負載或傳感器端的整體性能會下降。
通過增加RSHUNT值,阻尼比(ζ)也會隨之增加,使其成為一種合適的電機驅動方法;但是,當負載幅度較小且電壓軌較低時(如惠斯登電橋激勵),不建議使用這種方法,因為可能導致幅度大幅下降。減小電壓范圍,比如,使用阻抗為1 kΩ的5 V供電軌,結果,降幅為2.5%左右,如圖2所示。
圖2.RSHUNT法
緩沖法(或RC分路法)不會減小負載電壓范圍,因而是低電壓應用的首選方法。這種方法背后的原理略有不同。緩沖網絡會減小靠近振蕩頻率的負載阻抗,使負載的實部低于虛部,結果改變相位。
正確元件值的選擇方法需要憑經驗確定,要分析與負載相連的DAC的瞬態(tài)響應。
一般地,計算的前提是緩沖器GBP低于1 MHz。這種情況下,設電纜寄生電容為47 nF,分布式系統(tǒng)中模擬信號遠程傳輸?shù)脑肼曇种?/p>
理想電阻應低于1 ?,RSNUBBER值越低,過沖就越低;但從實際應用角度來看,我們不妨選擇RSNUBBER = 10 ?。
緩沖器極需要比振蕩頻率高三分之一,
圖3.緩沖法
緩沖法和分路法對于補償或隔離容性負載十分有用,當負載或傳感器需要遠程激勵時,可使DAC保持穩(wěn)定。
以上示例均基于AD5683R DAC。這款器件采用超小封裝,整體性能卓越,并且擁有2 LSB INL @ 16位、35 mA驅動能力,集成了基準電壓源,更有高達4 kV ESD的魯棒性,眾多優(yōu)點使其成為負載或板外傳感器激勵的理想DAC。
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