干貨分享：工程師教你如何設(shè)計(jì)D類放大器

　　功耗和功率效率的差異在中等功率水平處很大。這對于音頻很重要，因?yàn)榇笠袅恳魳返拈L期平均功率水平要比達(dá)到PLOAD max的瞬時(shí)峰值水平低很多(為其1/5到1/20，取決于音樂類型)。因而，對于音頻放大器，[PLOAD = 0.1×PLOAD max] 是一個合理的平均功率水平，按照這個功率水平評估PDISS。在這個功率水平，D類放大器輸出級的功耗是B類放大器的1/9，是A類放大器的1/107。

　　對于10 W PLOAD max的音頻放大器，1 W的平均PLOAD認(rèn)為是保真音頻功率水平。在這種條件下，D類放大器輸出級內(nèi)部功耗為282 mW，對于B類放大器為2.53 W，對于A類放大器為30.2 W。在這種情況下，D類放大器的效率從高功率條件下的90%減少到78%。但即使是78%也要遠(yuǎn)優(yōu)于B類放大器和A類放大器，它們的效率分別為28%和3%。

　　這些差別對于系統(tǒng)設(shè)計(jì)具有重要的影響。對于1 W以上的功率水平，線性輸出級的過大的功耗要求采用有效的散熱方法以避免不可接受的發(fā)熱，通常是使用大金屬板作為散熱板，或用風(fēng)扇促進(jìn)放大器空氣散熱。如果放大器是集成電路(IC)，就可能需要大尺寸、高成本的增強(qiáng)散熱封裝以促進(jìn)熱傳導(dǎo)。這些考慮在消費(fèi)類產(chǎn)品中很麻煩，例如平板電視，其印制電路板面積(PCB)面積很寶貴，或汽車音響，其發(fā)展趨勢是在固定空間內(nèi)增加通道數(shù)。

　　對于1 W以下的功率水平，處理浪費(fèi)的功率可能比處理散熱還困難。如果是電池供電，線性放大器輸出級消耗電池電荷要比D類放大器快。在上面的例子中，D類放大器輸出級耗費(fèi)的電源電流是B類放大器的1/2.8，是A類放大器的1/23.6，因此它們用于蜂窩電話，PDA和MP3播放器等產(chǎn)品在電池的壽命方面有很大差別。

　　迄今為止，我們?yōu)榱撕唵纹鹨姡皇菍ｉT注重放大器輸出級的分析。但是當(dāng)考慮放大器系統(tǒng)中所有功耗時(shí)，線性放大器要比低輸出功率D 類放大器更有利。原因是在低功率水平條件下，產(chǎn)生和調(diào)制開關(guān)波形所需要的功率會很大。因而，精心設(shè)計(jì)的低中功率的AB類放大器的寬系統(tǒng)靜態(tài)功耗優(yōu)勢使得它們可與D類放大器相競爭。雖然對于寬的輸出功率范圍，毫無疑問D類放大器具有低功耗優(yōu)勢。

　　D類放大器術(shù)語以及差分方式與單端方式的比較

　　圖3示出D類放大器中輸出晶體管和LC濾波器的差分實(shí)現(xiàn)。這個H橋具有兩個半橋開關(guān)電路，它們?yōu)闉V波器提供相反極性的脈沖，其中濾波器包含兩個電感器、兩個電容器和揚(yáng)聲器。每個半橋包含兩個輸出晶體管，一個是連接到正電源的高端晶體管MH，另一個是連接到負(fù)電源的低端晶體管ML。圖3中示出的是高端pMOS晶體管。經(jīng)常采用高端nMOS晶體管以減小尺寸和電容，但需要特殊的柵極驅(qū)動方法控制它們(見深入閱讀資料1)。

　　全H橋電路通常由單電源(VDD)供電，接地端用于接負(fù)電源端(VSS)。對于給定的VDD和VSS，H橋電路的差分方式提供的輸出信號是單端方式的兩倍，并且輸出功率是其四倍。半橋電路可由雙極性電源或單極性電源供電，但單電源供電會對DC偏置電壓產(chǎn)生潛在的危害，因?yàn)橹挥蠽DD/2電壓施加到過揚(yáng)聲器，除非加一個隔直電容器。

　　“激勵”的半橋電路電源電壓總線可以超過LC濾波器的大電感器電流產(chǎn)生的標(biāo)稱值。在VDD和VSS之間加大的去耦電容器可以限制激勵dV/dt的瞬態(tài)變化。全橋電路不受總線激勵的影響，因?yàn)殡姼衅麟娏鲝囊粋€半橋流入，從另一個半橋流出，從而使本地電流環(huán)路對電源干擾極小。

　　音頻D類放大器設(shè)計(jì)因素

　　雖然利用D類放大器的低功耗優(yōu)點(diǎn)有力推動其音頻應(yīng)用，但是有一些重要問題需要設(shè)計(jì)工程師考慮，包括：

　　● 輸出晶體管尺寸選擇

　　● 輸出級保護(hù)

　　● 音質(zhì)

　　● 調(diào)制方法

　　● 抗電磁干擾(EMI)

　　● LC濾波器設(shè)計(jì)

　　● 系統(tǒng)成本

　　輸出晶體管尺寸選擇

　　選擇輸出晶體管尺寸是為了在寬范圍信號調(diào)理范圍內(nèi)降低功耗。當(dāng)傳導(dǎo)大的IDS時(shí)保證VDS很小，要求輸出晶體管的導(dǎo)通電阻(RON)很小(典型值為0.1Ω～0.2Ω)。但這要求大晶體管具有很大的柵極電容(CG)。開關(guān)電容柵極驅(qū)動電路的功耗為CV2f，其中C是電容，V是充電期間的電壓變化，f是開關(guān)頻率。如果電容或頻率太高，這個“開關(guān)損耗”就會過大，所以存在實(shí)際的上限。因此，晶體管尺寸的選擇是傳導(dǎo)期間將IDS×VDS損失降至最小與將開關(guān)損耗降至最小之間的一個折衷。在高輸出功率情況下，功耗和效率主要由傳導(dǎo)損耗決定，而在低輸出功率情況下，功耗主要由開關(guān)損耗決定。功率晶體管制造商試圖將其器件的RON×CG減至最小以減少開關(guān)應(yīng)用中的總功耗，從而提供開關(guān)頻率選擇上的靈活性。

　　輸出級保護(hù)

　　輸出級必須加以保護(hù)以免受許多潛在危險(xiǎn)條件的危害：

　　過熱： 盡管D類放大器輸出級功耗低于線性放大器，但如果放大器長時(shí)間提供非常高的功率，仍會達(dá)到危害輸出晶體管的水平。為了防止過熱危險(xiǎn)，需要溫度監(jiān)視控制電路。在簡單的保護(hù)方案中，當(dāng)通過一個片內(nèi)傳感器測量的溫度超過熱關(guān)斷安全閾值時(shí)，輸出級關(guān)斷，并且一直保持到冷卻下來。除了簡單的有關(guān)溫度是否已經(jīng)超過關(guān)斷閾值的二進(jìn)制指示以外，傳感器還可提供其它的溫度信息。通過測量溫度，控制電路可逐漸減小音量水平，減少功耗并且很好地將溫度保持在限定值范圍內(nèi)，而不是在熱關(guān)斷期間強(qiáng)制不發(fā)出聲音。

　　輸出晶體管過流： 如果輸出級和揚(yáng)聲器端正確連接，輸出晶體管呈低導(dǎo)通電阻狀態(tài)不會出現(xiàn)問題，但如果這些結(jié)點(diǎn)不注意與另一個結(jié)點(diǎn)或正、負(fù)電源短路，會產(chǎn)生巨大的電流。如果不經(jīng)核查，這個電流會破壞晶體管或外圍電路。因此，需要電流檢測輸出晶體管保護(hù)電路。在簡單保護(hù)方案中，如果輸出電流超過安全閾值，輸出級關(guān)斷。在比較復(fù)雜的方案中。

　　電流傳感器輸出反饋到放大器中，試圖限制輸出電流到一個最大安全水平，同時(shí)允許放大器連續(xù)工作而無須關(guān)斷。在這個方案中，如果限流保護(hù)無效，最后的手段是強(qiáng)制關(guān)斷。有效的限流器還可在由于揚(yáng)聲器共振出現(xiàn)暫時(shí)的大瞬態(tài)電流時(shí)保持放大器安全工作。

　　欠壓： 大多數(shù)開關(guān)輸出級電路只有當(dāng)正電源電壓足夠高時(shí)才能正常工作。如果電源電壓太低，出現(xiàn)欠壓情況，就會出現(xiàn)問題。這個問題通常通過欠壓封鎖電路來處理，只有當(dāng)電源電壓大于欠壓封鎖閾值時(shí)才允許輸出級工作。

　　輸出晶體管導(dǎo)通時(shí)序 ： MH和ML輸出級晶體管(見圖6)具有非常低的導(dǎo)通電阻。因此，避免MH和ML同時(shí)導(dǎo)通的情況很重要，因?yàn)樗鼤a(chǎn)生一個從VDD到VSS的低電阻路徑通過晶體管，從而產(chǎn)生很大的沖擊電流。最好的情況是晶體管發(fā)熱并且消耗功率;最壞的情況是晶體管可能被毀壞。晶體管的先開后合控制通過在一個晶體管導(dǎo)通之前強(qiáng)制兩個晶體管都斷開以防止沖擊電流情況發(fā)生。兩個晶體管都斷開的時(shí)間間隔稱為非重疊時(shí)間或死區(qū)時(shí)間。

　　圖6. 輸出級晶體管的先合后開開關(guān)

　　音質(zhì)

　　在D類放大器中，要獲得好的總體音質(zhì)必須解決幾個問題。

　　“咔嗒”聲：當(dāng)放大器導(dǎo)通或斷開時(shí)發(fā)出的咔嗒聲非常討厭。但不幸的是，它們易于引入到D類放大器中，除非當(dāng)放大器靜噪或非靜噪時(shí)特別注意調(diào)制器狀態(tài)、輸出級時(shí)序和LC濾波器狀態(tài)。

　　信噪比(SNR)：為了避免放大器本底噪聲產(chǎn)生的嘶嘶聲，對于便攜式應(yīng)用的低功率放大器，SNR通常應(yīng)當(dāng)超過90 dB，對于中等功率設(shè)計(jì)SNR應(yīng)當(dāng)超過100 dB，對于大功率設(shè)計(jì)應(yīng)當(dāng)超過110 dB。這對于各種放大器是可以達(dá)到的，但在放大器設(shè)計(jì)期間必須跟蹤具體的噪聲源以保證達(dá)到滿意的總體SNR。

　　失真機(jī)理： 失真機(jī)理包括調(diào)制技術(shù)或調(diào)制器實(shí)現(xiàn)中的非線性，以及為了解決沖擊電流問題輸出級所采用的死區(qū)時(shí)間。

　　在D類調(diào)制器輸出脈寬中通常對包含音頻信號幅度的信息進(jìn)行編碼。用于防止輸出級沖擊電流附加的死區(qū)時(shí)間會引入非線性時(shí)序誤差，它在揚(yáng)聲器產(chǎn)生的失真與相對于理想脈沖寬度的時(shí)序誤差成正比。用于避免沖擊最短的死區(qū)時(shí)間對于將失真減至最小經(jīng)常是最有利的;欲了解優(yōu)化開關(guān)輸出級失真性能的詳細(xì)設(shè)計(jì)方法請參看深入閱讀資料2。

　　其它失真源包括：輸出脈沖上升時(shí)間和下降時(shí)間的不匹配，輸出晶體管柵極驅(qū)動電路時(shí)序特性的不匹配，以及LC低通濾波器元器件的非線性。

　　電源抑制 (PSR)： 在圖2所示的電路中，電源噪聲幾乎直接耦合到輸出揚(yáng)聲器，具有很小的抑制作用。發(fā)生這種情況是因?yàn)檩敵黾壘w管通過一個非常低的電阻將電源連接到低通濾波器。濾波器抑制高頻噪聲，但所有音頻頻率都會通過，包括音頻噪聲。關(guān)于對單端和差分開關(guān)輸出級電路電源噪聲影響的詳細(xì)說明請參看深入閱讀材料3。

　　如果不解決失真問題和電源問題，就很難達(dá)到PSR優(yōu)于10 dB，或總諧波失真(THD)優(yōu)于0.1%。甚至更壞的情況，THD趨向于有害音質(zhì)的高階失真。

　　幸運(yùn)的是，有一些好的解決方案來解決這些問題。使用具有高環(huán)路增益的反饋(正如在許多線性放大器設(shè)計(jì)中所采用的)幫助很大。LC濾波器輸入的反饋會大大提高PSR并且衰減所有非LC濾波器失真源。LC濾波器非線性可通過在反饋環(huán)路中包括的揚(yáng)聲器進(jìn)行衰減。在精心設(shè)計(jì)的閉環(huán)D類放大器中，可以達(dá)到 PSR 》 60 dB和THD <0.01%的高保真音質(zhì)。

　　但反饋使得放大器的設(shè)計(jì)變得復(fù)雜，因?yàn)楸仨殱M足環(huán)路的穩(wěn)定性(對于高階設(shè)計(jì)是一種很復(fù)雜的考慮)。連續(xù)時(shí)間模擬反饋對于捕獲有關(guān)脈沖時(shí)序誤差的重要信息也是必需的，因此控制環(huán)路必須包括模擬電路以處理反饋信號。在集成電路放大器實(shí)現(xiàn)中，這會增加管芯成本。

　　為了將IC成本減至最低，一些制造商喜歡不使用或使用最少的模擬電路部分。有些產(chǎn)品用一個數(shù)字開環(huán)調(diào)制器和一個模數(shù)轉(zhuǎn)換器來檢測電源變化，并且調(diào)整調(diào)制器行為以進(jìn)行補(bǔ)償，這可以參看深入閱讀資料3。這樣可以改善PSR，但不會解決任何失真問題。其它的數(shù)字調(diào)制器試圖對預(yù)期的輸出級時(shí)序誤差進(jìn)行預(yù)補(bǔ)償，或?qū)Ψ抢硐氲恼{(diào)制器進(jìn)行校正。這樣至少會處理一部分失真源，但不是全部。對于音質(zhì)要求寬松的應(yīng)用，可通過這些開環(huán)D類放大器進(jìn)行處理，但對于最佳音質(zhì)，有些形式的反饋似乎是必需的。

　　調(diào)制技術(shù)

　　D類放大器調(diào)制器可以有多種方法實(shí)現(xiàn)，擁有大量的相關(guān)研究和知識產(chǎn)權(quán)支持。本文只介紹基本概念。

　　所有的D類放大器調(diào)制技術(shù)都將音頻信號的相關(guān)信息編碼到一串脈沖內(nèi)。通常，脈沖寬度與音頻信號的幅度相聯(lián)系，脈沖頻譜包括有用的音頻信號脈沖和無用的(但無法避免)的高頻成分。在所有方案中，總的綜合高頻功率大致相同，因?yàn)樵跁r(shí)域內(nèi)波形的總功率是相同的，并且根據(jù)Parseval 定理，時(shí)域功率必須等于頻域功率。但是，能量分布變化很大：在有些方案中，低噪聲本底之上有高能量音調(diào)，而在其它方案中，能量經(jīng)過整形消除了高能量音調(diào)，但噪聲本底較高。

　　最常用的調(diào)制技術(shù)是脈寬調(diào)制(PWM)。從原理上講，PWM是將輸入音頻信號與以固定載波頻率工作的三角波或斜波進(jìn)行比較。這在載波頻率條件下產(chǎn)生一串脈沖。在每個載波周期內(nèi)，PWM脈沖的占空比正比于音頻信號的幅度。在圖7的例子中，音頻輸入和三角波都以0 V為中心，所以對于零輸入，輸出脈沖的占空比為50%。對于大的正輸入，占空比接近100%，對于大的負(fù)輸入，占空比接近0%。如果音頻幅度超過三角波的幅度，就會發(fā)生全調(diào)制，這時(shí)脈沖串停止開關(guān)，占空比在具體周期內(nèi)為0%或100%。

　　PWM之所以具有吸引力是因?yàn)樗趲装偾Ш誔WM載波頻率條件下(足夠低以限制輸出級開關(guān)損失)允許100 dB或更好的音頻帶SNR。許多PWM調(diào)制器在達(dá)到幾乎100%調(diào)制情況下也是穩(wěn)定的，從原理上允許高輸出功率，達(dá)到過載點(diǎn)。但是，PWM存在幾個問題：首先，PWM過程在許多實(shí)現(xiàn)中會增加固有的失真(參看深入閱讀資料4);其次，PWM載波頻率的諧振在調(diào)幅(AM)無線電波段內(nèi)會產(chǎn)生EMI;最后，PWM脈寬在全調(diào)制附近非常小。這在大多數(shù)開關(guān)輸出級柵極驅(qū)動電路中會引起問題，因?yàn)樗鼈兊尿?qū)動能力受到限制，不能以重新產(chǎn)生幾納秒(ns)短脈寬所需要的極快速度適當(dāng)開關(guān)。因此，在基于PWM的放大器中經(jīng)常達(dá)不到全調(diào)制，可達(dá)到的最大輸出功率要小于理論上的最大值，即只考慮電源電壓、晶體管導(dǎo)通電阻和揚(yáng)聲器阻抗的情況。

　　一種替代PWM的方案是脈沖密度調(diào)制(PDM)，它在給定時(shí)間窗口(脈沖寬度)的脈沖數(shù)正比于輸入音頻信號的平均值。其單個的脈寬不像PWM那樣是任意的，而是調(diào)制器時(shí)鐘周期的“量化”倍數(shù)。1 bit Σ-Δ調(diào)制是PDM的一種形式。

　　Σ-Δ調(diào)制中的大量高頻能量分布在很寬的頻率范圍內(nèi)，而不是像PWM那樣集中在載波頻率的倍頻處，因而Σ-Δ調(diào)制潛在的EMI優(yōu)勢要好于PWM。在 PDM采樣時(shí)鐘頻率的鏡像頻率處，能量依然存在;但在3 MHz～6 MHz典型時(shí)鐘頻率范圍，鏡像頻率落在在音頻頻帶之外，并且被LC低通濾波器強(qiáng)烈衰減。

　　Σ-Δ調(diào)制的另一個優(yōu)點(diǎn)是最小脈寬是一個采樣時(shí)鐘周期，即使是對于接近全調(diào)制的信號條件。這樣簡化了柵極驅(qū)動器設(shè)計(jì)并且允許按照理論上的全功率安全工作。盡管如此，1 bitΣ-Δ調(diào)制在D類放大器中不經(jīng)常使用(參看深入閱讀資料4)，因?yàn)閭鹘y(tǒng)的1 bit調(diào)制器只能穩(wěn)定到50%調(diào)制。還需要至少64倍過采樣以達(dá)到足夠的音頻帶SNR，因此典型的輸出數(shù)據(jù)速率至少為1 MHz并且功率效率受到限制。

　　最近已經(jīng)開發(fā)出自振蕩放大器，例如在深入閱讀資料5中介紹的一種。這種放大器總是包括一個反饋環(huán)路，以環(huán)路特性決定調(diào)制器的開關(guān)頻率，代替外部提供的時(shí)鐘。高頻能量經(jīng)常要比PWM 分布平坦。由于反饋的作用可以獲得優(yōu)良的音質(zhì)，但該環(huán)路是自振蕩的，因此很難與任何其它開關(guān)電路同步，也很難連接到無須先將數(shù)字信號轉(zhuǎn)換為模擬信號的數(shù)字音頻源。

　　全橋電路(見圖3)可使用“三態(tài)”調(diào)制以減少差分EMI。在傳統(tǒng)的差分工作方式中，半橋A的輸出極性必須與半橋B的輸出極性相反。只存在兩種差分工作狀態(tài)：輸出A高，輸出B低;輸出A低，輸出B高。但是，還存在另外兩個共模狀態(tài)，即兩個半橋輸出的極性相同(都為高或都為低)。這兩個共模狀態(tài)之一可與差分狀態(tài)配合產(chǎn)生三態(tài)調(diào)制，LC濾波器的差分輸入可為正、零或負(fù)。零狀態(tài)可用于表示低功率水平，代替兩態(tài)方案中在正狀態(tài)和負(fù)狀態(tài)之間的開關(guān)。在零狀態(tài)期間，LC濾波器的差分動作非常小，雖然實(shí)際上增加了共模EMI，但減少了差分EMI。差分優(yōu)勢只適用于低功率水平，因?yàn)檎隣顟B(tài)和負(fù)狀態(tài)仍必須用于對揚(yáng)聲器提供大功率。三態(tài)調(diào)制方案中變化的共模電壓電平對于閉環(huán)放大器是一個設(shè)計(jì)挑戰(zhàn)。

　　圖7. PWM原理和例子

　　EMI處理

　　D類放大器輸出的高頻分量值得認(rèn)真考慮。如果不正確理解和處理，這些分量會產(chǎn)生大量EMI并且干擾其它設(shè)備的工作。

　　兩種EMI需要考慮：輻射到空間的信號和通過揚(yáng)聲器及電源線傳導(dǎo)的信號。D類放大器調(diào)制方案決定傳導(dǎo)EMI和輻射EMI分量的基線譜。但是，可以使用一些板級的設(shè)計(jì)方法減少D類放大器發(fā)射的EMI，而不管其基線譜如何。

　　一條有用的原則是將承載高頻電流的環(huán)路面積減至最小，因?yàn)榕cEMI相關(guān)的強(qiáng)度與環(huán)路面積及環(huán)路與其它電路的接近程度有關(guān)。例如，整個LC濾波器(包括揚(yáng)聲器接線)的布局應(yīng)盡可能地緊密，并且保持靠近放大器。電流驅(qū)動和返回路印制線應(yīng)當(dāng)集中在一起以將環(huán)路面積減至最小(揚(yáng)聲器使用雙絞線對接線很有幫助)。另一個要注意的地方是當(dāng)輸出級晶體管柵極電容開關(guān)時(shí)會產(chǎn)生大的瞬態(tài)電荷。通常這個電荷來自儲能電容，從而形成一個包含兩個電容的電流環(huán)路。通過將環(huán)路面積減至最小可降低環(huán)路中瞬態(tài)的EMI影響，意味著儲能電容應(yīng)盡可能靠近晶體管對它充電。

　　有時(shí)，插入與放大器電源串聯(lián)的RF扼流線圈很有幫助。正確布置它們可將高頻瞬態(tài)電流限制在靠近放大器的本地環(huán)路內(nèi)，而不會沿電源線長距離傳導(dǎo)。

　　如果柵極驅(qū)動非重疊時(shí)間非常長，揚(yáng)聲器或LC濾波器的感應(yīng)電流會正向偏置輸出級晶體管端的寄生二極管。當(dāng)非重疊時(shí)間結(jié)束時(shí)，二極管偏置從正向變?yōu)榉聪颉Ｔ诙O管完全斷開之前，會出現(xiàn)大的反向恢復(fù)電流尖峰，從而產(chǎn)生麻煩的EMI源。通過保持非重疊時(shí)間非常短(還建議將音頻失真減至最小)使EMI減至最小。如果反向恢復(fù)方案仍不可接受，可使用肖特基(Schottky)二極管與該晶體管的寄生二極管并聯(lián)，從而轉(zhuǎn)移電流并且防止寄生二極管一直導(dǎo)通。這很有幫助，因?yàn)镾chottky二極管的金屬半導(dǎo)體結(jié)本質(zhì)上不受反向恢復(fù)效應(yīng)的影響。

　　具有環(huán)形電感器磁芯的LC濾波器可將放大器電流導(dǎo)致的雜散現(xiàn)場輸電線影響減至最小。在成本和EMI性能之間的一種好的折衷方法是通過屏蔽減小來自低成本鼓形磁芯的輻射，如果注意可保證這種屏蔽可接受地降低電感器線性和揚(yáng)聲器音質(zhì)。

　　LC濾波器設(shè)計(jì)

　　為了節(jié)省成本和PCB面積，大多數(shù)D類放大器的LC濾波器采用二階低通設(shè)計(jì)。圖3示出一個差分式二階LC濾波器。揚(yáng)聲器用于減弱電路的固有諧振。盡管揚(yáng)聲器阻抗有時(shí)近似于簡單的電阻，但實(shí)際阻抗比較復(fù)雜并且可能包括顯著的無功分量。要獲得最佳濾波器設(shè)計(jì)效果，設(shè)計(jì)工程師應(yīng)當(dāng)總是爭取使用精確的揚(yáng)聲器模型。

　　常見的濾波器設(shè)計(jì)選擇目的是為了在所需要的最高音頻頻率條件下將濾波器響應(yīng)下降減至最小以獲得最低帶寬。如果對于高達(dá)20 kHz頻率，要求下降小于1 dB，則要求典型的濾波器具有40 kHz巴特沃斯(Butterworth)響應(yīng)(以達(dá)到最大平坦通帶)。對于常見的揚(yáng)聲器阻抗以及標(biāo)準(zhǔn)的L值和C值，下表給出了標(biāo)稱元器件值及其相應(yīng)的近似Butterworth響應(yīng)：

　　如果設(shè)計(jì)不包括揚(yáng)聲器反饋，揚(yáng)聲器THD會對LC濾波器元器件的線性度敏感。

　　電感器設(shè)計(jì)考慮因素：設(shè)計(jì)或選擇電感器的重要因素包括磁芯的額定電流和形狀，以及饒線電阻。

　　額定電流：選用磁芯的額定電流應(yīng)當(dāng)大于期望的放大器的最高電流。原因是如果電流超過額定電流閾值并且電流密度太高，許多電感器磁芯會發(fā)生磁性飽和，導(dǎo)致電感急劇減小，這是我們所不期望的。

　　通過在磁芯周圍饒線而形成電感器。如果饒線匝數(shù)很多，與總饒線長度相關(guān)的電阻很重要。由于該電阻串聯(lián)于半橋和揚(yáng)聲器之間，因而會消耗一些輸出功率。如果電阻太高，應(yīng)當(dāng)使用較粗的饒線或選用要求饒線匝數(shù)較少的其它金屬材質(zhì)的磁芯以提供需要的電感。

　　最后，不要忘記所使用的電感器的形狀也會影響EMI，正如上面所提到的。

　　系統(tǒng)成本

　　在使用D類放大器的音頻系統(tǒng)中，有哪些重要因素影響其總體成本? 我們怎樣才能將成本減至最低?

　　D類放大器的有源器件是開關(guān)輸出級和調(diào)制器。構(gòu)成該電路的成本大致與模擬線性放大器相同。真正需要考慮的折衷是系統(tǒng)的其它元器件。

　　D類放大器的低功耗節(jié)省了散熱裝置的成本(以及PCB面積)，例如，散熱片或風(fēng)扇。D類集成電路放大器可采用比模擬線性放大器尺寸小和成本低的封裝。當(dāng)驅(qū)動數(shù)字音頻源時(shí)，模擬線性放大器需要數(shù)模轉(zhuǎn)換器(DAC)將音頻信號轉(zhuǎn)換為模擬信號。對于處理模擬輸入的D類放大器也需如此轉(zhuǎn)換，但對于數(shù)字輸入的D類放大器有效地集成了DAC功能。

　　另一方面，D類放大器的主要成本缺點(diǎn)是LC濾波器。LC濾波器的元器件，尤其是電感器，占用PCB面積并且增加成本。在大功率放大器中，D類放大器的總體系統(tǒng)成本仍具有競爭力，因?yàn)樵谏嵫b置節(jié)省的大量成本可以抵消LC濾波器的成本。但是在低成本、低功耗應(yīng)用中，電感器的成本很高。在極個別情況下，例如，用于蜂窩電話的低成本放大器，放大器IC的成本可能比LC濾波器的總成本還要低。即使是忽略成本方面的考慮，LC濾波器占用的PCB面積也是小型應(yīng)用中的一個問題。

　　為了滿足這些考慮，有時(shí)會完全取消LC濾波器，以采用無濾波放大器設(shè)計(jì)。這樣可節(jié)省成本和PCB面積，雖然失去了低通濾波器的好處。如果沒有濾波器，EMI和高頻功耗的增加將會不可接受，除非揚(yáng)聲器采用電感式并且非?？拷糯笃鳎娏鳝h(huán)路面積最小，而且功率水平保持很低。盡管這種設(shè)計(jì)在便攜式應(yīng)用中經(jīng)常采用，例如，蜂窩電話，但不適合大功率系統(tǒng)，例如，家庭音響。

　　另一種方法是將每個音頻通道所需要的LC濾波器元器件數(shù)減至最少。這可以通過使用單端半橋輸出級實(shí)現(xiàn)，它需要的電感器和電容器數(shù)量是差分全橋電路的一半。但如果半橋輸出級需要雙極性電源，那么與產(chǎn)生負(fù)電源相關(guān)的成本可能就會過高，除非負(fù)電源已經(jīng)有一些其它目的，或放大器有足夠多的音頻通道，以分?jǐn)傌?fù)電源成本。另外，半橋也可從單電源供電，但這樣會降低輸出功率并且經(jīng)常需要使用一個大的隔直流電容器。