引起運算放大器震蕩的常見原因及對策

　　模擬設計師在設計放大器時花了很多功夫才使放大器能穩(wěn)定工作，但在實際應用中又有許多情況會使這些放大器發(fā)生振蕩。有許多種負載會使它們嘯叫。沒有正確設計的反饋網(wǎng)絡可能導致它們不穩(wěn)定。電源旁路電容不足也可能讓它們不安分。最后，輸入和輸出自己可能振蕩成單端口系統(tǒng)。本文將討論引起振蕩的一些常見原因以及相應的對策。

　　一些基本原理

　　圖1a顯示了一個非軌到軌放大器的框圖。輸入端控制gm模塊，gm模塊再驅動增益節(jié)點，最后經(jīng)緩沖輸出。補償電容Cc是主要的頻率響應元件。如果有接地引腳的話，Cc回路應該接到地。然而一般運放沒有地，電容電流只能返回到一個或兩個電源端。

　　圖1a：典型的非軌到軌運放拓撲。

　　圖1b是支持軌到軌輸出的最簡單放大器的框圖。輸入gm模塊的輸出電流經(jīng)“電流耦合器”分成兩路驅動電流到兩個輸出晶體管。頻率響應主要取決于兩個處于并聯(lián)狀態(tài)的Cc /2電容。以上兩種拓撲描述了絕大多數(shù)使用外部反饋的運放。

　　圖1b：典型的軌到軌運放拓撲。

　　圖1c顯示了理想放大器的頻率響應，雖然它們在電氣結 構上有所區(qū)別，但具有相似的行為。由gm 和Cc形成的單極點補償電路提供的單位增益帶寬乘積頻率GBF=gm/(2p Cc)。這些放大器的相位延遲從-180°降至GBF/Avol附近的-270°，其中Avol是開環(huán)放大器直流增益。對遠高于這一低頻的頻率來說，相位 維持在-270°。這就是有名的“主極點補償”，其中Cc極點主導響應，并隱藏了有源電路的各種頻率限制。

　　圖1c：運放的理想化頻率響應。

　　圖2顯示了LTC6268放大器的開環(huán)增益和相位響應與頻率的關系。這是一款很小巧的500MHz放大器，支持軌到軌輸出，并且只有3fA的偏置電流，是 展示真實放大器行為的一個極好例子。主補償電路的-90°相位延遲從大約0.1MHz開始，在約8MHz時達到-270°，但在30MHz以上將越過 -270°。在實際應用中，由于額外的增益級和輸出級電路，所有放大器除了基本的主補償延遲外，都還有高頻相位延遲。典型的額外相位延遲從大約 GBF/10開始。

　　圖2：LTC6268的增益和相位與頻率的關系。

　　簡言之，帶反饋的穩(wěn)定性關鍵在于環(huán)路增益和相位;或Avol乘以反饋因子，或環(huán)路增益。如果我們在單位增益配置中連接LTC6268，那么100%的輸出 電壓將被反饋。在非常低頻率時，輸出是負輸入的反相，或-180°相位延遲。補償電路通過放大器再增加-90°延遲，使得負輸入到輸出具有-270°的延 遲。當環(huán)路相位延遲增加到±360°或它的倍數(shù)并且環(huán)路增益至少是1V/V或0dB時將產(chǎn)生振蕩。相位余量衡量的是當增益為1V/V或0dB時相位延遲離 360°有多遠。圖2顯示在130MHz時的相位余量約有70°(10pF紅色曲線)。這是一個非常健康的數(shù)字;相位余量低至35°可能都是可用的。

　　另外一個較少討論的主題是增益余量，雖然它與參數(shù)一樣重要。當在某些高頻點相位余量為零時，如果增益至少1V/V或0dB，那么放大器就會振蕩。如圖2所 示，當相位減至0(或360°的倍數(shù)，或圖中所示的-180°)時，1GHz附近的增益約為-24dB。這是一個非常小的增益。在這個頻率點不會發(fā)生振 蕩。在實際使用中，一般至少需要4dB的增益余量。

　　非完全補償放大器(Decompensated Amplifiers)

　　雖然LTEC6268在單位增益時非常穩(wěn)定，但有些運放卻有意做的不穩(wěn)定。通過設計放大器補償電路，使之只在更高閉環(huán)增益時才穩(wěn)定，這樣的設計權衡與單位 增益補償方法相比可以提供更高的壓擺率、更寬的GBF和更低的輸入噪聲。圖3顯示了LT6230-10的開環(huán)增益和相位。該放大器主要用于反饋增益為10 或更高的場合，因此反饋網(wǎng)絡將至少衰減輸出信號10倍。在使用這種反饋網(wǎng)絡的條件下，我們尋找開環(huán)增益為10V/V或20dB時的頻率，發(fā)現(xiàn)在50MHz 時的相位余量為58°(±5V電源)。在單位增益時，相位余量只有0°左右，而且放大器會振蕩。

　　圖3：LT6230-10增益和相位與頻率的關系。

　　觀察發(fā)現(xiàn)，當閉環(huán)增益比最小穩(wěn)定增益更高時，所有的放大器都將更加穩(wěn)定。即使1.5的增益也會使單位增益穩(wěn)定的放大器變得更加穩(wěn)定得多。

　　反饋網(wǎng)絡

　　就這個話題而言，反饋網(wǎng)絡本身也可能引起振蕩。注意圖4中我們放了一個寄生電容與反饋分壓電阻并聯(lián)在一起。這是不可避免的。電路板上每個元件的每個端子都 有約0.5pF的電容到地，而且還有走線的電容。在實際應用中，節(jié)點至少有2pF的電容，每英寸走線的電容大約也是2pF。因此很容易積累起5pF的寄生 電容?？紤]LTC6268提供+2的增益。(http://www.diangon.com/版權所有)為了節(jié)省功耗，我們將Rf和Rg值設為相當高的 10kW。當Cpar= 4pF時，這個反饋網(wǎng)絡在1/(2p*Rf||Rg*Cpar)或8MHz處有一個極點。

　　圖4：加載反饋網(wǎng)絡的寄生電容。

　　利用反饋網(wǎng)絡相位延遲為–atan(f/8MHz)這個事實，我們可以估計環(huán)路360°延遲將發(fā)生在約35MHz時，此時放大器的延遲為-261°，反饋網(wǎng)絡延遲為-79°。在這個相位和頻率點，放大器仍有22dB的增益，而分壓電阻增益是分壓電阻增益

　　運放輸入本身可能呈很大的容性，模擬Cpar。特別是低噪聲和低Vos放大器具有大的輸入晶體管，其輸入電容比其它放大器都要大，會加載它們的反饋網(wǎng)絡。 你需要查閱數(shù)據(jù)手冊，看看與Cpar并聯(lián)的電容還有多大。幸運的是，LT6268只有0.45pF，對這種低噪聲放大器來說這是一個很小的值。帶寄生參數(shù) 的電路可以用運行在免費的LTspice 上面的凌力爾特宏模型進行仿真。

　　圖5顯示了使分壓電阻更能容忍電容的方法。圖5a顯示了加入Rin后的同相放大器電路。假設Vin是一個低阻源(

　　圖5a：減小Cpar效應的方法;增加了Rin的同相放大器電路。