增強升壓型DC-DC瞬態(tài)響應(yīng)的電路設(shè)計

隨著智能手機和平板電腦等移動設(shè)備的應(yīng)用，電源管理技術(shù)受到更多關(guān)注。其中，升壓型DC—DC轉(zhuǎn)換器以其低供電電壓、低功耗、高效率、高輸出電壓和大輸出電流等特點得到廣泛應(yīng)用。

但對于升壓型DC—DC轉(zhuǎn)換器而言，系統(tǒng)本身存在右半平面零點，且其會隨著負(fù)載電流的增加而逐漸向低頻靠近。為保證系統(tǒng)的穩(wěn)定性，通常會將系統(tǒng)帶寬限制在右半平面零點頻率的1/4～1/10處，因此系統(tǒng)帶寬比降壓型DC—DC轉(zhuǎn)換器小，故芯片環(huán)路瞬態(tài)響應(yīng)也相對較慢。系統(tǒng)較慢的瞬態(tài)響應(yīng)會嚴(yán)重影響升壓型DC—DC轉(zhuǎn)換器的芯片性能，此外也會因在負(fù)載跳變時輸出電壓的較大過沖和下降而損壞輸出相連器。因此，設(shè)計具有快速瞬態(tài)響應(yīng)的升壓型DC—DC轉(zhuǎn)換器成為重要的研究課題。

本文設(shè)計了一種增強同步升壓型DC—DC轉(zhuǎn)換器的誤差放大器電路，該電路可在輸出負(fù)載變化時，調(diào)整誤差放大器電路的跨導(dǎo)和補償，從而提高環(huán)路的帶寬及環(huán)路的響應(yīng)速度，以提高同步升壓型DC—DC的瞬態(tài)響應(yīng)。

1 DC-DC轉(zhuǎn)換器的環(huán)路分析

傳統(tǒng)方式的同步升壓型DC—DC轉(zhuǎn)換器基本架構(gòu)如圖1所示，該同步升壓型DC—DC轉(zhuǎn)換器采用電流模式控制方式，并采用PM為同步整流管，NM為功率管。輸出電壓通過FB反饋進(jìn)入誤差放大器(EA)并與基準(zhǔn)電壓做比較，將誤差信號放大后和功率管采樣信號與斜坡補償信號之和

進(jìn)行PWM比較，產(chǎn)生占空比信號通過邏輯和驅(qū)動電路控制功率管和調(diào)整管的開關(guān)。

K2(s)為EA的傳輸函數(shù);Is為功率管的采樣電流;Rs為采樣電阻;L為儲能電感;Cout為輸出電容;RL為負(fù)載電阻。通過跨導(dǎo)運算放大電路和滯后補償電路構(gòu)成基本的誤差放大器電路如圖2所示。

分析該電流模同步升壓型DC—DC的環(huán)路小信號，可得出系統(tǒng)環(huán)路傳輸函數(shù)的表達(dá)式為

由此可看出，傳統(tǒng)的EA補償電路中，EA的增益和補償?shù)牧慵夵c固定，因此環(huán)路的帶寬是固定的，且為了避免將右半平面零點包含在環(huán)路帶寬內(nèi)，故系統(tǒng)帶寬較小，瞬態(tài)響應(yīng)也相對較差。因此設(shè)計了一種可在負(fù)載跳變時，動態(tài)調(diào)整EA的增益及其補償零點來提高系統(tǒng)的單位增益帶寬，從而達(dá)到提高系統(tǒng)瞬態(tài)響應(yīng)速度的目的。

2 誤差放大器的電路設(shè)計

提出的增強系統(tǒng)瞬態(tài)響應(yīng)的誤差放大器電路如圖3所示，電路中Vdd為電源電壓，EN為使能控制信號，F(xiàn)B為輸出電壓的反饋信號，Vref為基準(zhǔn)電壓，VL為98%的Vref電壓，而VH為102%的Vref電壓;Rt1和Rt22為EA的輸出補償電阻，Cc為補償電容;Rt1～Rt4為誤差放大器輸入級的源極反饋電阻，且Rt1=Rt3，Rt2=Rt4;COMP1和COMP2均為通常比較器，I1～I(xiàn)8為反向器電路，NAND1為與非門，而RH、CH和RL、CL分別組成低通濾波電路。電路在正常情況下，F(xiàn)B電壓基本與基準(zhǔn)電壓Vref相等，EA的輸出電壓Vc控制電感電流大小。且此時FB的電壓>VL，因此比較器COMP1的輸出電壓為低，同時VH電壓>FB，故COMP2輸出低電平，此時S1為高電平而S2為低電平，因此開關(guān)管M30～M31以及M32關(guān)，EA正常工作。而在負(fù)載跳變時，若由輕載跳變到重載，則FB瞬間變低使得比較器COMP1翻轉(zhuǎn)，S1跳低而S2為高，則誤差放大器的源級隨電阻變小，且輸出補償電阻變大，使得系統(tǒng)的帶寬變大;而當(dāng)負(fù)載從重載跳變到輕載時，輸出電壓會瞬間過沖，F(xiàn)B也隨之升高，若FB使得COMP2翻轉(zhuǎn)，則S1也將同樣調(diào)低，增大系統(tǒng)帶寬，提高系統(tǒng)的瞬態(tài)響應(yīng)。若FB電壓過高，則信號Over_vref也將跳高，使得Vc電壓被M28拉低，補償電阻被M29短路，從而加速Vc恢復(fù)正常。電容C1為確保正常情況下Over_vref為低，而當(dāng)FB過高時，M27所在支路關(guān)斷，可快速將C1電壓拉低，使Over_vref跳高，從而防止輸出電壓過沖較大。

該誤差放大器的等效電路如圖4所示，其中補償電阻RCX等效為可變電阻，而EA的跨導(dǎo)等效為可變電流。

可得出在負(fù)載跳變和正常情況下的傳輸函數(shù)分別為

其中，RO為EA的輸出電阻，gmX為EA的跨導(dǎo)，RCX為補償電阻。正常情況下，gmX=1/(Rt1+Rt2)，RCX=RC1;而在負(fù)載進(jìn)行跳變的情況下，gmX=1/Rt1，則RCCX=RC1+RC2。由此可看出，相比正常情況，負(fù)載跳變時系統(tǒng)的增益提高，同時零點位置提前而極點位置后移，系統(tǒng)的帶寬展寬。

3 仿真結(jié)果

對于該同步升壓型DC—DC轉(zhuǎn)換器，在0. 25 μm CMOS工藝條件下，利用Cadence仿真工具進(jìn)行仿真驗證，其仿真環(huán)境為：電源電壓Vin= 3.6 V，輸出電壓Vout=5 V，負(fù)載的跳變范圍為500 mA～2 A。圖5為傳統(tǒng)升壓型DC—DC的負(fù)載跳變波形，圖中IL為電感電流，Vout為輸出電壓，而Io為負(fù)載電流?？煽闯銎浠謴?fù)時間為55μs，負(fù)載跳變時的輸出電壓過沖和下降為600 mV。圖6為本文提出的具有增強瞬態(tài)響應(yīng)EA的升壓型DC—DC轉(zhuǎn)換器，其恢復(fù)時間為30μs，而輸出電壓的過沖和下降為380 mV。從圖中可看到，系統(tǒng)的瞬態(tài)跳變恢復(fù)時間比傳統(tǒng)的同步升壓型DC—DC轉(zhuǎn)換器減少了45%，且輸出電壓的上沖和下降值也減少了35%。

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