零中頻發(fā)射機設計與實現

摘要 零中頻發(fā)射機電路實現上只有DAC和IQ調制器兩部分，電路結構簡單，與二次變頻方案相比，省去中頻信號發(fā)生器、中頻合成器(PU /VCO)、中頻一射頻混頻器以及SAW濾波器等，不僅降低了發(fā)射機系統(tǒng)的復雜度，也大幅減小了系統(tǒng)體積、重量、功耗和成本，但是零中頻方案存在無用邊帶和本振泄漏。文中分析了零中頻發(fā)射機的原理和存在的問題，找到了一種抑制無用邊帶和本振泄漏的方法，給出了一種零中頻發(fā)射機實現方案。經工程驗證，文中的零中頻發(fā)射機64QAM調制方式EVM4%，ACPR>53 dB，各項關鍵指標優(yōu)于3GPP規(guī)范。

1 零中頻發(fā)射機原理

1.1 概述

傳統(tǒng)發(fā)射機實現模式：基帶→中頻→射頻。

無線發(fā)射機的體系結構長期由超外差式所控制，如圖1所示。

隨著半導體工藝技術的進步和對移動通信設備小型化、低功耗、多功能需求的不斷增強，基于正交調制的直接正交上變頻(Direct Qua drature Up—Conversion，DQUC)技術得到了迅速發(fā)展。它能夠直接將基帶信號搬移到射頻，即零中頻發(fā)射機。

零中頻發(fā)射機實現模式：基帶→射頻，如圖2所示。

1.2 零中頻發(fā)射機的優(yōu)缺點

零中頻發(fā)射機原理模型如圖3所示。

零中頻電路實現上只有DAC和IQ調制兩個芯片，電路結構簡潔，與二次變頻方案相比，省去中頻和射頻本振源電路、中頻和射頻混頻器以及中頻SAW濾波器電路等，降低了發(fā)射機系統(tǒng)復雜度與器件數，也大幅降低系統(tǒng)體積、重量、功耗和成本;

零中頻技術的缺點很明顯，由于正交調制信號和正交本振信號幅度和相位的不平衡，以及對直流偏移失真敏感，導致嚴重的無用邊帶和本振泄漏。抑制無用下邊帶信號和本振泄露是零中頻發(fā)射機實現方案的關鍵。

1.3 零中頻發(fā)射機原理

理想情況下，圖3中正交調制信號I(Q)和Q(t)與正交本振信號fLO_I(t)和fLO_Q(t)的幅度和相位完全平衡，且不存在直流偏移。因此DQUC輸出的RF信號fRF(t)是一個理想的單邊帶信號，不存在邊帶和本振泄漏問題。但在實際情況下，I(t)和Q(t)與fLO_I(t)和fLO_Q(t)信號總是存在幅度和相位的不平衡及直流偏移誤差。

為便于分析，把IQ信號用正弦波信號替代，那么IQ信號I(t)，Q(t)和本振信號fLO_I(t)，fLO_Q(t)信號數學模型分別為

式中，G，ψ，D分別為I(t)和Q(t)信號之間的歸一化幅度比、正交相位誤差和直流偏移誤差;A，θ，E分別為fLO_I(t)與fLO_Q(t)信號之間的歸一化幅度比、正交相位誤差和直流偏移誤差。理想情況下，A=G=1;ψ=θ;D=E=0。

DQUC的輸出信號fo(t)可表示為

2 零中頻發(fā)射機的關鍵技術

2.1 無用邊帶的抑制

由fo(t)公式可知，泄漏的無用邊帶信號fLSB(t)為

如果A和G幅度相同，和相位相同，那么fLSB(t)=0，不存在無用邊帶信號。可見無用邊帶是由于IQ信號和正交本振信號幅度和相位不平衡引起的。無用邊帶信號抑制可以通過以下步驟實現。

首先調節(jié)A值，使AG→1，那么RLSB和φLSB可以簡化為

然后再調節(jié)ψ值，使ψ=θ，這樣RLSB=0，φLSB=0，也就是說，AG→1，ψ=θ時理論上無用邊帶被完全抑制。這就是正交IQ信號和正交本振信號相位和幅度不平衡校準(IQ校準)的理論依據。

2.2 本振泄露的抑制

由fo(t)公式可知，本振泄漏

fC(t)=DAcos(ωct+θ) (6)

式中，D是I(t)和Q(t)信號的直流偏移;A是本振幅度。顯然，本振泄漏fc(t)是由I(t)和Q(t)信號存在直流偏移引起的。因此，在電路設計時，I(t)和Q(t)信號傳輸要采用交流耦合，以消除直流偏移，從而抑制本振信號的泄漏。

3 零中頻發(fā)射機的實現

3.1 硬件實現

圖4是零中頻發(fā)射機實現方案。WCDMA IQ信號碼速率3.84 Mbit·s-1，該信號是欠采樣信號。如果直接進行數模轉換，會產生較大量化誤差和頻譜混疊，因此需要進行插值(DIF)處理，通常至少需要16倍內插，插值后速率61.44 Mbit·s-1，當然內插倍數越高越好。

為保證輸出功率精度和IQ調制器TRF3703性能，增益調整模塊調整基帶增益和射頻增益來滿足輸出功率精度和IQ調制器TRF3703性能要求。無用邊帶抑制和本振泄露通過IQ校準實現，IQ校準是零中頻發(fā)射機實現的關鍵部分。圖4中，3.84 Mbit·s-1I/Q基帶信號經過數字內插變?yōu)?1.44 Mbit·s-1基帶IQ信號，經過雙通道DAC2904轉換成模擬IQ信號，然后經過IQ調制器TRF3703直接調制到射頻。射頻功率檢測和數字功率檢測是為了保證輸出功率精度和IQ調制器性能。

為抑制無用邊帶、本振泄漏、頻率牽引和時鐘抖動等，零中頻設計采用以下優(yōu)化措施：(1)I(t)、Q(t)信號傳輸采用差分線與交流耦合方式，有利于消除I(t)、Q(t)信號之間的直流偏移誤差和共模干擾。(2)IQ校準，使D=0，ψ=θ，AG→1，消除直流偏置，IQ信號與正交本振信號相位和幅度不平衡。(3)由于WCDMA頻點較高，采用諧波法解決頻率牽引問題比較困難，本方案采用反向隔離和阻抗匹配的方法減小PA反射到VCO中的信號，從而降低頻率牽引效應。IQ調制器TRF3703本身有9 dB反向隔離作用，LMX2531射頻輸出Buffer結構也可以起到一定的反向隔離作用。(4)選擇高穩(wěn)定的時鐘作為本振和中頻參考時鐘，降低時鐘抖動和本振相噪。(5)16倍數字插值，抗頻譜混疊，降低對低通濾波器的要求。(6)布局布線方面考慮。

3.2 IQ校準實現

3.2.1 IQ校準原理

在發(fā)射零中頻方案實現時，無用邊帶和本振泄漏除了和正交調制信號和正交本振信號的幅度和相位的不平衡以及直流偏移外，還與PCB的板材、電路及其參數的優(yōu)化設計、布局、布線等因素有較大關系，解決的辦法就是IQ校準。IQ校準的目的是消除IQ信號和正交本振信號直流偏置、幅度和相位不平衡，提高整機的ACPR和EVM等射頻指標。

IQ校準原理框圖如圖5所示。圖5中IGAIN和QGAIN是為了調節(jié)IQ增益不平衡，使A=G;I_DCOFFSET和Q_DCOFFSET是為了消除直流偏置;I_ delay和Q_delay是為了調整相位使ψ=θ。

3.2.2 IQ校準實現

經過定量計算和工程實踐發(fā)現，直流偏置對零中頻發(fā)射機指標影響較大，并且離散性也很大，每臺零中頻發(fā)射機必須單獨進行直流偏置校準，工程實踐專門研發(fā)了直流偏置校準算法。增益不平衡和相位不平衡一致性較好，對發(fā)射機指標影響相對較小，本文工程實踐中將所有零中頻發(fā)射機IGAIN和QGAIN，I_delay和Q_delay設為固定值。實際上IQ校準算法實現簡化為對直流偏置校準。

直流偏置自動校正算法首先調整I_DCOFFSET，使得本振泄露指標近似最小，得到I_DCOFFSET近似最優(yōu)值;然后調整Q_DCOFFSET，使得本振泄露指標近似最小，得到Q_DCOFFSET近似最優(yōu)值，然后進一步調整I_DCOFFSET，Q_DCOFFSET，直到本振泄露指標達到最優(yōu)值。

4 結束語

從零中頻發(fā)射機原理出發(fā)，分析了零中頻發(fā)射機存在的問題，結合工程實踐給出了零中頻發(fā)射機的最經濟實用的硬件實現方案和IQ校準方法，經工程驗證，文中的零中頻發(fā)射機64QAM調制方式EVM4%，ACPR>53 dB，各項關鍵指標優(yōu)于3GPP規(guī)范。