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          EEPW首頁 > 模擬技術(shù) > 設(shè)計應(yīng)用 > 采用雙閉環(huán)控制提高PWM的電源紋波抑制

          采用雙閉環(huán)控制提高PWM的電源紋波抑制

          作者: 時間:2016-10-16 來源:網(wǎng)絡(luò) 收藏

          摘要:文章提出了一種新的調(diào)制技術(shù),以提高數(shù)字脈沖寬度調(diào)制器(PWM)的電源。這種調(diào)制技術(shù)的特點是使用兩個反饋點(開關(guān)節(jié)點和輸出點),以使在相對低的開關(guān)頻率下實現(xiàn)高和高。由此能夠得到高環(huán)路,提高電源比。通過系統(tǒng)仿真及實驗測試證實,與理論分析基本一致。此技術(shù)可用于高性能要求的直流電源變換器及高保真音頻功率放大器。

          本文引用地址:http://www.ex-cimer.com/article/201610/307871.htm

          關(guān)鍵詞:脈沖寬度調(diào)制(PWM);;;

          0 引言

          0. 1 背景

          與傳統(tǒng)的A類和AB類功放相比,D類放大器由于其高效率,在電機(jī)驅(qū)動和不問斷電源中得到廣泛的應(yīng)用。出于同樣的原因,D類放大器也在各類音頻放大器應(yīng)用中受到青睞。

          特別隨著便攜式、嵌入式電子產(chǎn)品不斷向小型化發(fā)展,集成度不斷的提高,功耗和效率成為設(shè)計中的重要約束。為了滿足這些約束,人們對D類放大器做了大量的研究和設(shè)計,都是圍繞提高D類放大器的、線性和總體保真度采用不同的控制方案。

          與目前為止所有方案不同的是,本文提出的D類放大器采用了雙閉環(huán)反饋控制方案,突破了在現(xiàn)實的載頻下諧波失真及噪聲(THD+N)和線性度指標(biāo)得到滿足。其中一個回路用來穩(wěn)定系統(tǒng)中的高速循環(huán),出于穩(wěn)定性原因,這個循環(huán)被局限在二階。另一個環(huán)路用于帶寬增益,它是不負(fù)責(zé)系統(tǒng)的穩(wěn)定性的,這允許第二環(huán)路可以比二階環(huán)路更高。由此能夠得到高環(huán)路增益,提高了電源紋波抑制比。

          0.2 基本D類放大器

          圖1顯示了一個基本D類放大器,其結(jié)構(gòu)同一個降壓轉(zhuǎn)換器。電路中,半橋式MOSFET開關(guān)作功率級。正、負(fù)電源(+Vpw和-Vpw)經(jīng)功率開關(guān)調(diào)制后,通過低通濾波器(LPF)輸出。

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          A(S)模塊和比較器一起作為該系統(tǒng)的誤差放大器。該系統(tǒng)的典型輸入是一個可以改變頻率的純音頻正弦波形,帶寬20Hz到20kHz。隨著開關(guān)頻率紋波的加入,輸出波形試圖跟蹤輸入,并因此與輸入信號具有相同的基本形狀。輸入和輸出反饋信號被送入A(S)模塊生成差分信號,與三角波形進(jìn)行比較生成PWM信號控制功率開關(guān)的輸出。三角波形具有固定的幅度和頻率,工作頻率通常選擇為350kHz到1MHz。這兩個模塊一起工作的增益是A(S)的拉普拉斯方程與三角波振幅VAMP兩倍的倒數(shù)的乘積。

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          這個系統(tǒng)總的環(huán)路增益由式1給出。環(huán)路增益方程里面有LPF(s)模塊。這將引起一個穩(wěn)定問題, 需要2型或3型的補償用來實現(xiàn)良好的DC增益和穩(wěn)定性。這種類型的補償是增益和帶寬的權(quán)衡。因為一個增加,另一個必須減小。正是由于這個原因,以下的改進(jìn)設(shè)計用來擴(kuò)大D類放大器的帶寬和環(huán)路增益。

          1 系統(tǒng)建模

          1.1 系統(tǒng)概述

          本文提出的D類放大器控制方案如圖2所示。該系統(tǒng)有兩個反饋路徑,三個有源濾波器(HM(s)、HA(s)、HLPF(s)),一個無源濾波器(LPF(s)),和一個比較器模塊。該控制方案具有在功率開關(guān)節(jié)點的反饋,同時具有最終輸出電壓的反饋,保證濾波器輸出的任何非線性可以糾正。添加HLPF模塊是為匹配LPF,HM是為保證穩(wěn)定性。

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          功率MOSFET模塊和模擬比較器為一體,本質(zhì)上是非線性的,但它可以線性地建模。當(dāng)濾波器運行在它們的線性工作范圍內(nèi)時,比較器是該系統(tǒng)唯一的非線性模塊。開發(fā)用于比較器的線性模型將允許通過轉(zhuǎn)換函數(shù)線性地描述該系統(tǒng)。

          1.2 比較器的線性模型

          為了更好地理解,并制定一個比較器的建模方法,探討理想的自然采樣PWM(NSPWM)信號是非常重要的??梢杂脠D3所示的電路來產(chǎn)生一個理想的NSPWM信號。電路的緩慢的基帶輸入信號與三角載波波形相比來產(chǎn)生NSPWM信號。

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          設(shè)計一個比較器的模型,也必須充分了解高頻信息,因為它是確定比較器增益的決定因素。為了更好地理解高頻信息,令輸入基帶信號為零幅值,該NSPWM信號就是一個50%占空比的方波,此時在輸出的所有信息中就只有含高頻的三角波。

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          當(dāng)基帶輸入為V輸入幅度的DC時,分析一個載波周期的NSPWM信號,可以推導(dǎo)比較器的線性模型。

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          式2給出了比較器的的最終線性模型。

          1.3 傳遞函數(shù)和環(huán)路增益

          安插控制模塊的所有線性模型,就可以得出一個控制方案的傳遞函數(shù)。圖5顯示了控制方案的完整框圖。使用線性代數(shù),可以推導(dǎo)這種系統(tǒng)的傳遞函數(shù)和環(huán)路增益,式3和式4。

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          2 系統(tǒng)設(shè)計

          2.1 環(huán)路增益方程分析

          環(huán)路增益公式是由加在一起的兩個項組成。

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          一個項可以主導(dǎo)環(huán)路增益方程,而另一個的影響是可忽略的。圖6顯示了一個滿足建模要求的,并且保持較高環(huán)路增益的系統(tǒng)設(shè)計的波特圖。在放大器的帶寬內(nèi)LE(s)主導(dǎo)環(huán)路增益。超出了上限開關(guān)頻率時,低階的LM(s)占主導(dǎo)地位。

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          LM(s)也必須被設(shè)計成類似于一個積分器,以使在信號達(dá)到開關(guān)頻率上限時該比較器的建模方法仍然是有效的。

          2.2 系統(tǒng)單元設(shè)計

          高保真放大器需要在放大器的通帶中具有高線性度。而D類放大器有固有的非線性。為了克服這種類型放大器的非線性,環(huán)路增益必須高,以糾正任何非線性影響。在以下設(shè)計中,控制流程的各模塊使得整個放大器的環(huán)路增益滿足在20kHz的帶寬范圍內(nèi)大于75分貝的要求。

          2.2.1 低通濾波器LPF的設(shè)計

          放大器的功率帶寬直接受LPF(s)影響。對于放大器,為滿足整體功率帶寬需求,低通濾波器LPF(s)模塊必須是平坦的,并且單位增益靠近功率帶寬需求。LPF(s)是一個二階的電感、電容和電阻的無源濾波器。設(shè)計LPF模塊具有一個轉(zhuǎn)折頻率,滿足功率帶寬要求和品質(zhì)因數(shù)Q為1。

          圖7顯示了低通濾波器模塊的原理圖。圖8為其等效方框圖。該模塊的理論響應(yīng)由圖9和圖10示出。

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          2.2.2 HLPF設(shè)計

          為了保持內(nèi)部信號到最低時,HLPF模塊與LPF模塊匹配。HLPF濾波器將具有和LPF模塊相同的轉(zhuǎn)折頻率和Q值。從LPF模塊中電容器引入附加零點,添加到HLPF模塊,實現(xiàn)模塊之間較好的匹配。

          圖11顯示了HLPF塊的原理圖。圖12為等效方框圖。響應(yīng)特性與圖9和圖10相同。

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          2.2.3 HM的設(shè)計

          HM(S)直接影響到DC環(huán)路增益。HM(S)在開關(guān)頻率的幅度是DC環(huán)路增益的主導(dǎo)因素。HM(S)也必須在開關(guān)頻率的范圍內(nèi)作一個積分器。構(gòu)建 HM(S)為雙極單零點濾波器實現(xiàn)了這一目標(biāo)。零點位置是DC環(huán)路增益和在開關(guān)頻率點的相位誤差之間的平衡。極點位置被用來確定DC環(huán)路增益和L(S)的過渡區(qū)域。

          圖13顯示了HM模塊原理圖。圖14顯示其等效方框圖。模塊的響應(yīng)在圖15和圖16。

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          2.2. 4 HA的設(shè)計

          為了保持穩(wěn)定,HA(S)濾波器類型及零點選擇與HA(S)相同。HA(S)極點的位置設(shè)置要確保在帶寬內(nèi)環(huán)路增益足夠高,滿足放大器的線性度要求。HA(S)濾波器的Q值設(shè)置為1,以提高帶寬頻率內(nèi)的環(huán)路增益。

          圖17顯示了HA原理圖。圖18顯示其等效方框圖。HA的響應(yīng)在圖19和圖20。

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          2.2.5 HC設(shè)計

          由于穩(wěn)定性的原因,HC(S)模塊的延遲將被保持到最小。如果模塊引入過多的延遲,整個系統(tǒng)會變得不穩(wěn)定。在測試電路中,延遲被限制在小于開關(guān)頻率周期的10%。

          圖21顯示了HC模塊原理圖。圖22顯示了其等效方框圖。響應(yīng)示于圖23和圖24。

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          3 系統(tǒng)分析

          將每個模塊設(shè)計帶入系統(tǒng)框圖2,就可以分析整個系統(tǒng)的環(huán)路增益和穩(wěn)定性了。

          3.1 環(huán)路穩(wěn)定性

          系統(tǒng)幅頻特性和相頻特性示于圖25和圖26。

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          從幅頻和相頻特性可見,系統(tǒng)是有條件穩(wěn)定的。如果該系統(tǒng)的增益降低到足以造成相位裕度到零,這個系統(tǒng)就可能變得不穩(wěn)定。這不是在該系統(tǒng)中的情況。該系統(tǒng)的增益是固定的,因為它是控制回路的極點和零點的函數(shù),而不是任何一個單獨的運算放大器增益的函數(shù)。有了精密無源元件,環(huán)路增益可以保證匹配到如圖25所示的設(shè)計,保證穩(wěn)定性。

          3.2 電源紋波抑制比(PSRR)

          由于環(huán)路增益已經(jīng)確定,現(xiàn)在可以確定系統(tǒng)的PSRR式5給出了系統(tǒng)的PSRR方程。圖27是系統(tǒng)的PSRR與頻率的關(guān)系曲線。

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          3.3 系統(tǒng)頻率響應(yīng)

          連同PSRR,一旦控制方案的環(huán)路增益被確定,系統(tǒng)頻率響應(yīng)(SFR)可以確定。式6給出了SFR的方程。圖28是SFR與頻率的關(guān)系曲線。

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          4 結(jié)論

          通過對所設(shè)計系統(tǒng)仿真及實驗室測試,與理論分析數(shù)據(jù)基本一致。雖然有的濾波器不是完美匹配,卻但他們具有穩(wěn)定的表現(xiàn)。比較由示波器捕獲的信號,與仿真數(shù)據(jù)非常接近。雖然電源抑制比(PSRR)及系統(tǒng)頻率響應(yīng)(SFR)與理論計算不完全相等,但仍然有很大程度的相關(guān)性。沒有不穩(wěn)定性或系統(tǒng)表現(xiàn)與預(yù)期不一致的證據(jù)。

          總之,大量的系統(tǒng)分析表明,對于需要較高水平線性度與低開關(guān)頻率帶寬比的D類放大器輸出級,處理電源清潔問題,提高電源紋波抑制比,該控制方案是一個可行的解決方案。



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