三相雙向PWM整流器模型與控制電路設(shè)計(jì)

摘要 為解決傳統(tǒng)多脈沖變壓整流器架構(gòu)復(fù)雜，功率因數(shù)隨著電壓頻率增加，輸入功率因素也相應(yīng)減少的問(wèn)題。文中采用高頻功率變換技術(shù)，對(duì)PWM整流器的模型與控制電路設(shè)計(jì)方法進(jìn)行了分析，并在此基礎(chǔ)上介紹了主電路參數(shù)的設(shè)計(jì)。并通過(guò)仿真和試驗(yàn)結(jié)果表明，文中所述設(shè)計(jì)的PWM整流器，達(dá)到了抑制諧波電流的目的，并可滿足直流側(cè)電壓的抗干擾性和動(dòng)態(tài)穩(wěn)態(tài)性能，為PWM整流器參數(shù)的設(shè)計(jì)提供了參考。

雖然多脈沖變壓整流器具有簡(jiǎn)單可靠等優(yōu)點(diǎn)，但如果為了減小輸入電流諧波含量，要求脈沖數(shù)量盡可能多，隨著脈沖數(shù)量的增多，多脈沖變壓整流器的結(jié)構(gòu)將變得復(fù)雜。同時(shí)，由于在多脈沖變壓整流器的輸入端加入了濾波電感，當(dāng)輸入電壓頻率增加時(shí)，其輸入功率因數(shù)也要減小。PWM整流器采用高頻功率變換技術(shù)，能夠有效的減小設(shè)備的體積、重量，且在一定頻率范圍內(nèi)輸入電流基本上正弦，且輸入功率因數(shù)基本為1，且不受頻率變化的影響，另外能量也可雙向流動(dòng)。

1 模型與控制電路設(shè)計(jì)

三相雙向整流器主電路結(jié)構(gòu)如圖1所示，采用三相電壓源逆變器實(shí)現(xiàn)能量雙向流動(dòng)。三相交流母線電壓波形如圖2所示，在一個(gè)周期內(nèi)根據(jù)交流母線相電壓的過(guò)零點(diǎn)劃分為6個(gè)區(qū)間。

PWM整流器的控制方法采用簡(jiǎn)單空間矢量下單周控制方法。該控制電路包含4個(gè)部分：區(qū)間劃分電路、電流選擇電路、驅(qū)動(dòng)選擇電路和單周控制電路。

(1)區(qū)間劃分電路。用于進(jìn)行三相電壓區(qū)間劃分，檢測(cè)三相輸入電壓矢量處于哪個(gè)區(qū)間。該部分由3個(gè)結(jié)構(gòu)相同的電壓比較器U1A、U1B和U2A組成，通過(guò)輸入電壓與零電平比較進(jìn)行區(qū)間劃分。

(2)輸入電流選擇電路。根據(jù)電壓矢量區(qū)間劃分信號(hào)選擇輸入的電源電流以確定ip、in相對(duì)應(yīng)的值。

(3)驅(qū)動(dòng)選擇電路。根據(jù)電壓矢量區(qū)間劃分信號(hào)確定Qp、Qn相對(duì)應(yīng)的控制主電路開(kāi)關(guān)的導(dǎo)通和關(guān)斷的驅(qū)動(dòng)信號(hào)。

(4)單周控制電路，是整個(gè)控制電路的核心，控制算法運(yùn)算的單元。

由于主電路采用橋式結(jié)構(gòu)，為防止上下橋臂發(fā)生直通的現(xiàn)象必須加入死區(qū)電路，死區(qū)形成電路如圖3所示。

在三相三橋臂三相三線制和三相四橋臂三相四線制有源電力濾波器中，均需要采樣電壓為三相電源電壓Va、Vb、Vc和直流側(cè)電容電壓E。三相電源電壓Va、 Vb、Vc采用電壓傳感器得到，能夠?qū)崿F(xiàn)主電路與控制電路的電氣隔離，采樣電路共3路，結(jié)構(gòu)相同，其中一路的電路如圖4所示，直流側(cè)電容電壓E采用采樣電阻分壓得到。

2 電路參數(shù)設(shè)計(jì)

為了系統(tǒng)能夠穩(wěn)定運(yùn)行，功率主電路直流側(cè)電容電壓必須滿足一定條件。首先，直流側(cè)電壓必須足夠高以保證系統(tǒng)工作在升壓模式;第二直流側(cè)電容電壓如果過(guò)高會(huì)提高器件的耐壓定額，增加系統(tǒng)成本，同時(shí)也降低系統(tǒng)的可靠性;第三直流側(cè)電壓過(guò)高會(huì)造成系統(tǒng)局部不穩(wěn)定。直流側(cè)電容電壓的取值范圍為

本系統(tǒng)中電網(wǎng)電壓ua=ub=uc=(115±15%)V(有效值)，由式(1)可得，直流側(cè)電容電壓取值為360 V

直流側(cè)電容的主要作用有：(1)緩沖整流器交流側(cè)與直流側(cè)負(fù)載建的能量交換，且穩(wěn)定直流側(cè)電壓。(2)抑制直流側(cè)諧波電壓。一般而言，從滿足電壓環(huán)控制的跟隨性指標(biāo)看，直流側(cè)電容應(yīng)盡量小，以滿足直流側(cè)電壓的快速跟隨控制;從滿足電壓環(huán)控制的抗擾性指標(biāo)分析，直流側(cè)電容應(yīng)盡量大，以限制負(fù)載擾動(dòng)時(shí)的直流電壓動(dòng)態(tài)壓降。

由跟隨性指標(biāo)可根據(jù)式(2)求得直流側(cè)電容容量的上限值

實(shí)際上，式(4)的條件一般不能滿足，因此應(yīng)根據(jù)實(shí)際情況考慮。

在本系統(tǒng)中，要求紋波電壓△E不超過(guò)直流側(cè)平均電壓E的2%，即△E=2%×E，直流側(cè)平均電壓E通過(guò)PI調(diào)節(jié)器設(shè)置為380～450 V，PWM整流器的功率PN(t)為6 kW，電源為ua=ub=uc=(115±15%)V(有效值)/400 Hz。在實(shí)際電路中采用兩個(gè)相同的電解電容(470μF/450 V)并聯(lián)構(gòu)成直流側(cè)電容。

PWM整流器的容量S=3UI，U為電網(wǎng)相電壓有效值，I為電網(wǎng)輸出相電流有效值。PWM整流器容量為6 kVA，電網(wǎng)額定相電壓有效值為115 V。因此，可求得三相電網(wǎng)相電流峰值為25 A。

按照主電路電流電壓要求，并留取一定余量，考慮到功率器件的開(kāi)關(guān)速度、驅(qū)動(dòng)電路的簡(jiǎn)潔、散熱快、安裝方便，選用6MBP75RA060 IPM智能模塊，額定電流為75 A，額定工作直流電壓為600 V。

交流側(cè)電感根據(jù)式(5)選取，選取電感值為0.8 mH。

3 仿真與試驗(yàn)結(jié)果

采用上述設(shè)計(jì)方法的仿真結(jié)果如圖5和圖6所示。

如圖5和圖6所示，當(dāng)負(fù)載在從電網(wǎng)吸收能量和向電網(wǎng)反饋能量?jī)煞N工作狀態(tài)轉(zhuǎn)換時(shí)，三相交流輸入電流能夠平滑的轉(zhuǎn)換。在兩種模式下，三相交流輸入電流均為近似正弦，當(dāng)負(fù)載在從電網(wǎng)吸收能量工作狀態(tài)時(shí)，三相交流輸入電流與三相交流輸入電壓同相，整流器工作在整流模式從電網(wǎng)吸收能量;當(dāng)為向電網(wǎng)反饋能量工作狀態(tài)時(shí)，三相交流輸入電流與三相交流輸入電壓反相，整流器工作在逆變模式向電網(wǎng)回饋能量。Vm的變化反映了整流器工作模式的變化，當(dāng)負(fù)載穩(wěn)定工作時(shí)Vm為一常量，當(dāng)負(fù)載由從電網(wǎng)吸收能量電向電網(wǎng)反饋能量時(shí)Vm減小;當(dāng)負(fù)載向電網(wǎng)反饋能量到從電網(wǎng)吸收能量時(shí)Vm增大。

實(shí)驗(yàn)波形如圖7和圖8所示，電壓衰減了10倍，電流為20 mV對(duì)應(yīng)1 A。圖7為負(fù)載從電網(wǎng)吸收能量時(shí)A相輸入電壓和A相輸入電流的實(shí)驗(yàn)波形;圖8為負(fù)載向電網(wǎng)反饋能量時(shí)A相輸入電壓和A相輸入電流的實(shí)驗(yàn)波形。由圖7可知，負(fù)載從電網(wǎng)吸收能量時(shí)，A相輸入電流為與A相電壓同相的正弦波;由圖8可知，負(fù)載向電網(wǎng)反饋能量時(shí)，A相輸入電流為與A相電壓反相的正弦波。

4 結(jié)束語(yǔ)

由仿真和試驗(yàn)結(jié)果可知，按本文所述方法設(shè)計(jì)的PWM整流器，網(wǎng)側(cè)電流波形基本保持正弦，且輸入功率因數(shù)基本為1，不受頻率變化的影響，另外能量也可雙向流動(dòng)。由此表明，本文給出的控制電路設(shè)計(jì)方法和參數(shù)設(shè)計(jì)，可達(dá)到抑制諧波電流的目的，滿足直流側(cè)電壓的抗干擾性和動(dòng)態(tài)穩(wěn)態(tài)性能，為PWM整流器參數(shù)的設(shè)計(jì)提供了參考。