自適應(yīng)前饋功放中基于軟件無線電的數(shù)字接收

1 引言

所有的無線電發(fā)射機(jī)都含有某種程度上非線性的射頻功率放大器。如果被放大信號的包絡(luò)是非恒定的，那么功率放大器非線性最主要的后果是產(chǎn)生交調(diào)失真(IMD)。目前有多種功率放大器線性化方法，前饋就是其中一種。在實際應(yīng)用中，放大器特性不但與自身有關(guān).而且還與溫度、輸入信號的頻率以及元件老化程度等因素有關(guān)，所以前饋放大器必須具有自適應(yīng)能力。

自適應(yīng)前饋功率放大器由兩個模塊組成：射頻模塊和自適應(yīng)控制模塊。其系統(tǒng)整體框圖如圖1所示。

使用梯度信號的自適應(yīng)算法在文獻(xiàn)[1]中進(jìn)行了充分論證和說明，本文主要討論該自適應(yīng)算法所需信號基于軟件無線電的數(shù)字接收技術(shù)，并以應(yīng)用于WCDMA系統(tǒng)的前饋線性功率放大器的設(shè)計為例，實現(xiàn)了基于軟件無線電的數(shù)字中頻信號的接收。由于軟件無線電設(shè)計的靈活性，更換本設(shè)計的少量硬件與初始化程序設(shè)置即可實現(xiàn)其他無線通信系統(tǒng)中的信號接收功能。

2 模塊實現(xiàn)

自適應(yīng)前饋功率放大器的原理如圖1所示，信號的數(shù)字接收模塊需要完成Vm、Ve1、Ve2和Vo四路信號的接收;DSP處理模塊分別對Vm、Ve1和Ve2、Vo進(jìn)行相關(guān)運(yùn)算，得到結(jié)果經(jīng)過D/A變換后，分別對矢量調(diào)制器VM1和VM2進(jìn)行自適應(yīng)控制?；谲浖o線電的自適應(yīng)控制模塊中多路信號數(shù)字接收處理框圖如圖2所示。

WCDMA系統(tǒng)工作頻段為2 110 MHz～2 170MHz，單載波的WCDMA信號帶寬為5 MHz，碼片速率為3.84 Mc/s，與本文所討論內(nèi)容相關(guān)的技術(shù)指標(biāo)為：諧波幅度低于-40 dBc;鄰信道功率比(ACPR)優(yōu)于-45 dBc(第一鄰信道)、優(yōu)于-50dBc(第二鄰信道)。要達(dá)到上述指標(biāo)，需要對A/D采樣和DDC電路進(jìn)行優(yōu)化設(shè)計。

2.1 高速A/D采樣

2.1.1 采樣率f s與位數(shù)N的選擇

要達(dá)到上述的諧波幅度和ACPR的指標(biāo)，A/D采樣所帶來的噪聲功率要低于技術(shù)指標(biāo)。對于一個N位的ADC，信噪比SNR可近似由公式(1)給出：

SNR=6.02N+1.76+101g( fs/2B)　　 (1)

系統(tǒng)處理單載波WCDMA信號為5 MHz的帶寬，可以選擇10～14 bit，采樣率高達(dá)80 MHz的ADC。選擇fs=76.8 MHz=3.84 Mc/s×20，其中，3.84Mc/s是3GPP中規(guī)定的碼片速率。由公式(1)可得，SNR為73.82 dB～97.90 dB，即使考慮實際中溫度等影響，也能滿足上述指標(biāo)。

2.1.2 中心頻率fo的選擇

中頻采樣由高速ADC完成，由于對信號在中頻進(jìn)行數(shù)字化。因此選用帶通欠采樣，用相對較低的采樣速率反映信號特性，不僅可以大大降低采樣速率，同時還可以完成頻譜下搬移的過程嘲。

帶通采樣中心頻率fo的選擇必須滿足：

fo= fs(2n+1)/4 　　(2)

其中，n取滿足 fs≥2B(B為頻帶帶寬)的正偶數(shù)(若n為奇數(shù)，會出現(xiàn)頻譜反褶)。

因為選用f s=76.8 MHz，所以由公式(2)可得，取n=2時，中心頻率fo為96 MHz。根據(jù)帶通采樣原理分析可得，對中心頻率fo為96 MHz，帶寬B為5MHz的單載波WCDMA信號進(jìn)行fs為76.8 MHz的采樣，頻譜分布如圖3所示。

由圖3可知，帶通采樣后，中心頻率為19.2MHz的信號與中心頻率為96 MHz的信號是等效的，因此，后續(xù)的DDC電路只需對中心頻率為19.2MHz的帶通信號進(jìn)行處理即可。

值得注意的是，將信號帶寬為5 MHz的射頻信號模擬下變頻至中心頻率96 MHz，需經(jīng)過抗混疊濾波器，濾除干擾后，再進(jìn)行高速A/D采樣，以防止帶通采樣帶來的頻譜混疊。

2.2 數(shù)字下變頻(DDC)

經(jīng)高速ADC采樣后的信號，以現(xiàn)有的芯片工藝水平，還無法及時進(jìn)行運(yùn)算處理，所以需要經(jīng)過數(shù)字下變頻(DDC)進(jìn)行降速處理。

數(shù)字下變頻由數(shù)字混頻器、數(shù)字控制振蕩器(NCO)和抽取濾波部分組成。NCO產(chǎn)生的正交本振信號輸入到數(shù)字混頻器，與輸人信號進(jìn)行混頻.經(jīng)混頻后的信號輸出到抽取濾波器以濾除倍頻分量和帶外信號，并進(jìn)行抽取處理。

2.2.1 數(shù)字控制振蕩器(NCO)

數(shù)字控制振蕩器在DDC中相對比較復(fù)雜。也是決定其性能的主要因素之一。NCO的目標(biāo)是產(chǎn)生一個理想的正弦波或余弦波，也就是產(chǎn)生一個頻率可變的正弦波樣本：

S(n)=cos[2nπ(fLO/fs)] (n=0，1，2……) (3)

其中，fLO為本振頻率，fs為DDC輸入信號的采樣率。

如圖4所示，NCO產(chǎn)生的正弦波樣本與信號樣本相乘，即可實現(xiàn)數(shù)字下變頻功能，將數(shù)字中頻信號下變頻到零中頻。

AD6634的NCO結(jié)構(gòu)中的頻率變換部分包含兩個乘法器和一個32 bit復(fù)數(shù)數(shù)字控制振蕩器(NCO)。NCO作為正交本振，可產(chǎn)生fs/2至fs/232的振蕩信號，分辨率達(dá)fs/232。

控制字NCO_FREQ是一個32 bit無符號整數(shù)，為了將中心頻率為fo的信號數(shù)字下變頻到DC，該控制字NCO_RFEQ=232×mod(fo/fs)，在本系統(tǒng)設(shè)計中，由帶通采樣的結(jié)論可知，選擇fo=19.2MHzfs=76.8 MHz， 所以得出NCO_FREQ=0x40000000。

2.2.2 積分梳狀濾波器(CIC)及系數(shù)可編程濾波器(RCF)的設(shè)置

數(shù)字混頻后的信號具有較高的數(shù)據(jù)速率。需要進(jìn)行降速抽取處理，若要實現(xiàn)無失真的抽取。必須設(shè)計高效的抽取濾波器以防止頻率混疊。由各濾波器特性及本系統(tǒng)設(shè)計所需的抽取率D=76.8 MS/s/7.68 MS/s=10，采用rCIC2、CIC5和RCF三級級聯(lián)抽取，實現(xiàn)總抽取因子D=10的降速處理。

第一級rCIC2是一個二階CIC抽取濾波器，作為重采樣濾波器，rCIC2允許主時鐘和輸出速率有非整數(shù)倍關(guān)系。速率變化為分?jǐn)?shù)形式：RrCIC2=L/M，對rCIC2，L/M應(yīng)小于或等于1，即RrCIC2≤1?？蛇x取抽取因子M=5，插入因子L=2，因此，第一級總的抽取因子D1=5/2。

第二級CIC5是一個比rCIC2濾波特性更為陡峭的抽取濾波器，選取抽取因子D2=2。

RCF濾波器是乘積求和可編程系數(shù)抽取濾波器，數(shù)據(jù)存儲器I-RAM、Q-RAM存儲256個最新的分辨率為20 bit的復(fù)采樣值。系數(shù)存儲器C-RAM最多可以存儲256個分辨率為20 bit的系數(shù)。每一個時鐘用同樣的系數(shù)分別對I和Q的一個抽頭進(jìn)行計算。最大的抽頭數(shù)NTAPS可按下式計算：

NTAPS≤min[(fCLK×D3/fSAMPS)，160] (4)

式中fSAMPS為輸入RCF的數(shù)據(jù)速率，抽取因子D3為8 bit，可選1～256之間的任意整數(shù)，本系統(tǒng)設(shè)計選擇D3=2。

上述級聯(lián)濾波器的幅度響應(yīng)如圖5所示，總的阻帶衰減為60 dB左右，能夠滿足系統(tǒng)要求。

3 結(jié)束語

本文討論了自適應(yīng)前饋功率放大器中基于軟件無線電的數(shù)字接收技術(shù)，構(gòu)建了一個ADC+DDC+DSP硬件平臺(實際應(yīng)用中，可用ARM代替DSP)，以WCDMA系統(tǒng)中單載波的前饋功率放大器的設(shè)計為例，根據(jù)要求對數(shù)字下變頻及多級抽取濾波器進(jìn)行優(yōu)化設(shè)計，并通過仿真驗證高速A/D采樣和抽取濾波器的各項指標(biāo)，已完成兩路數(shù)字接收通道的調(diào)試。設(shè)計中采用ADC+DDC的結(jié)構(gòu)，既兼顧了數(shù)據(jù)處理速度和精度，又提高了系統(tǒng)的適用性和擴(kuò)展性?；具_(dá)到了自適應(yīng)前饋功率放大器的自適應(yīng)控制算法所需信號接收的要求。