建立FETching分立式放大器的一些提示

簡介

用于光電二極管、壓電以及其他儀器儀表應(yīng)用的低噪聲放大器所要求的電路參數(shù)一般是：極高的輸入阻抗、低1/f噪聲或亞皮安偏置電流等，而提供的集成產(chǎn)品無法滿足這些要求。本文討論使用分立元器件設(shè)計低噪聲放大器的要求與挑戰(zhàn)，并重點探討了折合到輸入的噪聲以及失調(diào)電壓調(diào)節(jié)。

高輸入增益拓撲的限制

典型分立式放大器如圖1所示，在高速運算放大器前使用匹配JFET器件實現(xiàn)的差分放大器，提供高輸入阻抗和一定的初始增益。系統(tǒng)噪聲主要由輸入級產(chǎn)生，因此無需使用低噪聲運算放大器。

圖1. 高速、低噪聲儀表放大器

不過，將輸出穩(wěn)定在低增益和高頻率有一定難度。添加RC補償網(wǎng)絡(luò)、CC和RC后，即可實現(xiàn)穩(wěn)定性，但這些元器件的最優(yōu)值隨增益而改變，增加了整體設(shè)計的復(fù)雜性。另外，大信號響應(yīng)對于某些應(yīng)用而言也過于緩慢。

圖2所示電路在單位增益處可獲得相應(yīng)的噪聲性能，無需進行補償。速度主要由運算放大器確定。該電路由三個主要部分組成：輸出運算放大器、FET輸入緩沖器以及對FET進行偏置的電流源。

圖2. 單位增益穩(wěn)定版本的放大器

輸入級的單位增益配置對運算放大器的噪聲性能有嚴格要求。在圖1所示電路中，輸入FET增益有限，從而減少了跟隨級的噪聲影響。在單位增益配置中，輸入緩沖器和運算放大器的總噪聲分離，因此需要使用低噪聲運算放大器。

輸入級電流源

如果部署不當，則用于偏置FET輸入緩沖器的電流源會對總系統(tǒng)噪聲產(chǎn)生極大的影響。最大程度降低偏置噪聲影響的一種方法，是在簡單電流鏡中添加衰減電阻，如圖3所示。

圖3. 帶衰減的電流鏡

流過晶體管 Q0 的電流鏡像至晶體管 Q1 和 Q2。噪聲源包括1/f以及晶體管的散粒噪聲。增加衰減電阻可降低散粒噪聲(系數(shù)為1 + gmRDEGENgmRDEGEN)，但對1/f噪聲不起作用。該噪聲源以基極和發(fā)射極之間的電流建模，無法通過增加RDEGEN而得到改善。若要同時減少兩種噪聲源，就需要使用不同的電流源架構(gòu)。

圖4. 采用分流電阻的電流鏡

修改后的電流鏡如圖4所示。該電流源所需的晶體管數(shù)目較少，允許使用雙通道晶體管對代替四通道封裝，同時降低尺寸和成本。噪聲性能的提升極為明顯，因為同時消除了散粒噪聲和1/f噪聲。晶體管Q0 電流鏡像至晶體管 Q1。該電流通過一對電阻在集電極處分割，因此1/f和散粒噪聲將會均分。由于噪聲源來自同一個晶體管，因此它們是相干的。輸出差分信號，因此噪聲被消除，如圖5所示。

圖5. 顯示噪聲消除的電流源理想示意圖

依然可以衰減電流鏡晶體管，以便改善電流匹配和輸出阻抗。電流由RDEGEN上的壓降確定，因此晶體管匹配不如未衰減時來得重要。它允許使用幾乎所有的匹配對，但集電極電容必須較低，以保持穩(wěn)定性。兩種方案的差分輸入電容保持不變，因為兩個輸入器件的源間耦合主要由放大器的低差分輸入阻抗決定。

出于測試目的，確定偏置電流的基準電壓由連接 VCC的電阻設(shè)置。因此，如果VCC 發(fā)生改變，電路將比較容易產(chǎn)生性能問題。在實際方案中，應(yīng)使用齊納、帶隙或IC基準電壓源 代替電阻。

運算放大器

運算放大器確定整個放大器的速度、噪聲、輸出性能和失真，因此必須根據(jù)應(yīng)用而選擇。表1顯示合適運算放大器的典型值。

表1. 相關(guān)運算放大器特性

ADA4897 是大部分高速檢測應(yīng)用的優(yōu)秀備選器件，這類應(yīng)用要求具備低噪聲性能。對于高電壓應(yīng)用，ADA4898 也能勝任。該器件可采用±18 V電源供電，保持低噪聲的同時僅消耗8 mA電源電流。兩個放大器都采用復(fù)合設(shè)計，壓擺率超過50 V/μs。

輸入FET

輸入FET確定放大器的輸入特性。若要達到最佳性能，則要求FET具有良好的匹配、低噪聲以及低輸入偏置電流等特性。更重要的是，這些JFET可確定輸入失調(diào)電壓，因此它們必須良好匹配。對于LSK389而言，最大 ΔVGS 為 20 mV，這與 VOS 為 20 mV相當。后文將討論降低這一相對較高失調(diào)電壓的技巧。

表2. 相關(guān)JFET特性

放大器性能

下文示例中的放大器采用nJFET LSK389A、晶體管PMP4201 以及運算放大器ADA4897實現(xiàn)。評估板如圖6所示。

圖6. 放大器評估板，包含數(shù)字電位計連接

該放大器方案最明顯的誤差源是高輸入失調(diào)電壓。此失調(diào)電壓大部分由輸入FET的失配所造成，可高達10 mV。(LSK389數(shù)據(jù)手冊聲稱失配可高達20 mV，但測試中從未看到如此高的數(shù)字)。增益為100時，輸出失調(diào)為1 V，此時放大器基本無用。在該放大器可用作前置放大器之前，需調(diào)節(jié)高輸入失調(diào)電壓。采用數(shù)字電位計 AD5292可完成這一調(diào)節(jié)。本文介紹基于電位計位置進行失調(diào)調(diào)節(jié)的兩種方法。

輸入失調(diào)電壓

放大器測試版本的輸入失調(diào)電壓在1 mV至10 mV范圍內(nèi)變動。輸入JFET的失配是造成這一失調(diào)的主要原因。LSK389數(shù)據(jù)手冊顯示IDSS 的變化量可達10%之多，從而影響到器件的VGS，并引入失調(diào)電壓。幸運的是，失調(diào)源于流過JFET的偏置電流不相等，因此提供這些電流的電流源可加以調(diào)節(jié)，補償該誤差。獲得零失調(diào)電壓的一種方法如圖7所示。

圖7. 使用電位計消除輸入失調(diào)電壓

數(shù)字電位計(如 AD5141 或AD5292)可用于調(diào)節(jié)流過輸入器件的電流。表3顯示這些器件的關(guān)鍵參數(shù)，這些器件包括通過SPI接口進行控制的三端電位計，可準確地放置游標，用于精確控制電阻。

表3. 數(shù)字電位計規(guī)格

不幸的是，這些數(shù)字電位計的端點處具有高寄生電容(最高達85 pF)，高頻時會造成穩(wěn)定性和振鈴問題。圖8顯示帶與不帶該電位計的放大器步進響應(yīng)。

圖8. 放大器步進響應(yīng) a) 帶電位計 b) 不帶電位計 (用于提供失調(diào)調(diào)節(jié))

85 pF寄生電容連接輸入FET的源端與地，高頻時產(chǎn)生極大的振鈴與不穩(wěn)定。一種替代的偏置設(shè)置如圖9所示。該設(shè)置可降低輸入失調(diào)電壓，同時保持高頻下的低噪聲和穩(wěn)定性。

圖9. 使用電位計消除輸入失調(diào)電壓的替代方法

在上述兩種偏置方法中，數(shù)字電位計用于調(diào)節(jié)流過每個FET的電流，直到它們的柵極至源極電壓匹配，且輸入失調(diào)電壓達到最小值。然而，圖9所示的偏置方案可確保電位計的高寄生電容不會產(chǎn)生高頻不穩(wěn)定性和振鈴。它將圖3和圖4中兩個不同的電流鏡配置相結(jié)合來實現(xiàn)。 Q0/Q1 電流鏡將其集電極電流分離，作為流入FET的主要電流，從而使偏置晶體管幾乎不產(chǎn)生噪聲。Q0/Q2/Q3 形成更為傳統(tǒng)，但噪聲更大的電流鏡。這些信號經(jīng)衰減后僅消耗總FET偏置電流的1%到2%(約30 μA)。它不足以引入大量噪聲，但可提供足夠的調(diào)節(jié)信號，輕松調(diào)節(jié)10 mV失調(diào)電壓。更重要的是，它可確保電位計的寄生電容不影響輸出。由于存在RS 分路器，使噪聲保持在較低水平，因此可根據(jù) Q2/Q3的衰減情況可靠調(diào)節(jié)失調(diào)，并且任何電位計寄生效應(yīng)均不影響輸出。圖10顯示電流鏡調(diào)節(jié)后的步進響應(yīng)。

圖10. 放大器在電流鏡處調(diào)節(jié)后的步進響應(yīng)

數(shù)字電位計 提供調(diào)節(jié)失調(diào)電壓的簡便方法，允許在寬工作溫度和電壓范圍內(nèi)最大程度降低失調(diào)電壓。AD5292集成20次可編程存儲器，允許調(diào)節(jié)失調(diào)電壓后永久儲存游標位置。本電路使用AD5292 評估板連接板外失調(diào)調(diào)節(jié)電位計。對于更為緊湊的設(shè)計，可在板上集成數(shù)字電位計，并通過其片內(nèi)串行接口引腳進行編程。

使用這種方法，通過AD5292 20 kΩ電位計可成功將LSK389/ ADA4897放大器的輸入失調(diào)電壓降低至數(shù)微伏。

失調(diào)漂移

放大器未經(jīng)過調(diào)節(jié)時，失調(diào)電壓溫度系數(shù)(或輸入失調(diào)電壓隨溫度上升而增加的比例)約為4 μV/°C。加入AD5292可將該數(shù)值提升至大約25 μV/°C。該結(jié)果如圖11所示。

圖11. 輸入失調(diào)電壓與溫 度的函數(shù)關(guān)系

雖然漂移的變化幅度巨大，但放大器的動態(tài)范圍依然有明顯的改進。考慮增益為100且溫度為85°C時，未經(jīng)調(diào)節(jié)放大器的5 mV失調(diào)情況;此時，輸出失調(diào)為：

VOUT = (VOS + TCVOS × T) × G = (5 mV + 4 µV/°C × 85°C) × 100 = 534 mV.

若相同工作條件下的失調(diào)調(diào)節(jié)為5 μV，則輸出失調(diào)為：

VOUT = (VOS + TCVOS × T) × G = (5 µV + 25 µV/°C × 85°C) × 100 = 213 mV,

因此，動態(tài)范圍改善300 mV以上。它同樣可提供現(xiàn)場校準和系統(tǒng)級漂移校準，并且該調(diào)節(jié)技術(shù)可進一步改善精度性能。

噪聲

圖12. 經(jīng)不同方式調(diào)節(jié)后，折合到輸入的噪聲電壓

圖12顯示不同放大器配置下的噪聲密度。該放大器具有2 nV/√Hz的寬帶噪聲密度，電源電流為8 mA，性能相比現(xiàn)有集成式產(chǎn)品有所改善。10 Hz時，未經(jīng)調(diào)節(jié)的1/f噪聲為4 nV/√Hz;而1 Hz時為16 nV/√Hz。請注意，傳統(tǒng)電流鏡(紅色曲線)的1/f和寬帶噪聲都要高出1.5至2倍，而調(diào)節(jié)后的總噪聲幾乎保持不變，如其他三根曲線所示。

小信號傳遞函數(shù)

圖13和圖14顯示不同增益與調(diào)節(jié)設(shè)置下的頻率響應(yīng)。請注意，經(jīng)過 RS 調(diào)節(jié)的放大器不穩(wěn)定，且未調(diào)節(jié)情況下的頻率響應(yīng)與電流鏡調(diào)節(jié)后的頻率響應(yīng)相同。

圖13. 不同增益下的未調(diào)節(jié)放大器帶寬

圖14. 電位計處于不同位置時的單位增益帶寬

輸入偏置電流

使用增益配置和檢測電阻測量輸入偏置電流。圖4顯示不同器件、電壓和溫度情況下的典型范圍。

表4. 輸入偏置電流值

結(jié)論

隨著越來越多的應(yīng)用要求使用具有高輸入阻抗、低噪聲和最小失調(diào)電壓的專業(yè)運算放大器，使用分立式器件針對特定應(yīng)用設(shè)計電路也變得越來越重要。本文敘述僅使用4個分立式器件，且具有可調(diào)輸入失調(diào)電壓功能的高速、低噪聲放大器。文章討論了每一級的設(shè)計考慮因素，并重點介紹了放大器的噪聲性能，以及消除散粒噪聲和1/f噪聲的多種方法。采用運算放大器ADA4897和LSK389 JFET，設(shè)計并測試支持單位增益的放大器，該放大器折合到輸入的噪聲為2 nV/√Hz，且電源電流僅為8 mA。10 mV范圍內(nèi)的高輸入失調(diào)電壓通過AD5292數(shù)字電位計進行數(shù)字調(diào)節(jié)。本文還討論了替代器件，以便適用于不同的應(yīng)用與環(huán)境。