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          如何在對電橋傳感器進行電路設計時避免陷入困境

          作者: 時間:2016-10-16 來源:網(wǎng)絡 收藏

          儀表放大器可以調理傳感器生成的電信號,從而實現(xiàn)這些信號的數(shù)字化、存儲或將其用于控制信號一般較小,因此,放大器可能需要配置為高增益。另外,信號可能會疊加大共模電壓, 也可能疊加較大直流失調電壓。精密儀表放大器可以提供高增益,選擇性地放大兩個輸入電壓之間的差異,同時抑制兩個輸入中共有的信號。

          本文引用地址:http://www.ex-cimer.com/article/201610/307985.htm

          惠斯登電橋是這種情況的經(jīng)典例子,但像生物傳感器一類的原 電池具有類似的特性。電橋輸出信號為差分信號,因此,儀表放大器是高精度測量的首選。理想情況下,無負載電橋輸出為零,但僅當所有四個電阻均完全相同時,這種情況方為真。假如有一個以分立式電阻構建的電橋,如圖 1 所示。最差情況差 分失調 VOS為

          f1.png

          (1)

          其中,VEX 為電橋激勵電壓, TOL 為電阻容差(單位為百分比)。

          1.jpg

          圖 1失調

          例如,在各元件的容差均為 0.1%且激勵電壓為 5 V 時,差分失調可以高達±5 mV。如果需要 400 的增益來實現(xiàn)所需電橋靈 敏度,則放大器輸出端的失調變成±2 V。假設放大器由同一電源驅動,并且其輸出可以軌到軌擺動,則僅電橋失調就可能消耗掉 80%以上的輸出擺幅。在行業(yè)要求電源電壓越來越小的趨 勢下,這個問題只會變得更加糟糕。

          傳統(tǒng)的三運放儀表放大器架構(如圖 2 所示)有一個差分增益 級,其后為一個減法器,用于移除共模電壓。增益施加于第一 級,因此,失調放大的倍數(shù)與目標信號相同。因此,將其移除的唯一方法是在參考(REF)端施加反電壓。這種方法的主要不 足在于,如果放大器的第一級已經(jīng)飽和,則調節(jié) REF 上的電 壓并不能更正失調??朔@點不足的幾種方法包括:

          根據(jù)具體情況,以外部電阻對電橋分流,但對于自動化 生產(chǎn)來說,這是不現(xiàn)實的,而且在出廠后是無法調整的

          減少第一級增益,通過微調 REF 上的電壓來移除失調, 并再添一個放大器電路以實現(xiàn)所需增益

          減少第一級增益,以高分辨率 ADC 完成數(shù)字化輸出,并 在軟件中移除失調

          后兩種選項還需要考慮最差情況下與原始失調值的偏差,從而 進一步減少第一級的最大增益。這些解決方案并不理想,因為它們需要額外的電源、電路板空間或成本,來達到高 CMRR 和低噪聲的目標。另外,交流耦合并不是測量直流或超慢移動信號的一種選擇。

          2.jpg

          圖 2 三運放儀表放大器拓撲結構

          間接電流反饋(ICF)儀表放大器(如AD8237 和 AD8420可在放 大之前移除失調。圖 3 顯示ICF拓撲結構原理圖。

          3.jpg

          圖 3 間接電流反饋儀表放大器拓撲結構

          該儀表放大器的傳遞函數(shù)在形式上與經(jīng)典三運放拓撲結構的 傳遞函數(shù)相同,其計算公式為

          f2.png

          (2)

          由于輸入之間的電壓等于反饋(FB)與參考(REF)端子之間的電 壓時,放大器的反饋要求可得到滿足,因此,我們可將該公式 重寫為

          f3.png

          (3)

          這意味著,引入一個等于反饋和參考端子之間失調的電壓,即 使在存在大輸入失調的情況下,也可將輸出調整為零伏特。如圖 4 所示,該調整可以通過以下方法實現(xiàn):從一個簡單的電壓源(如低成本DAC)或者來自嵌入式微控制器的濾波 PWM 信 號,通過電阻 RA 將一個小電流注入反饋節(jié)點。

          4.jpg

          圖 4 帶失調移除功能的高增益電橋電路

          設計步驟

          等式(3),1 與 R2 之比將增益設為:

          f4.png

          (4)

          設計師必須確定電阻值。較大電阻值可降低功耗和輸出負載; 較小 值可限制FB輸入偏置電流和輸入阻抗誤差。如果 R1 和 R2 的并聯(lián) 組合大于約30 k, 則電阻開始引起噪聲。 表1顯示了一些建議值。

          表 1 各種增益的推薦電阻(1%電阻)

          R1 (kΩ)

          R2 (kΩ)

          增益

          短路

          1

          49.9

          49.9

          2

          20

          80.6

          5.03

          10

          90.9

          10.09

          5

          95.3

          20.06

          2

          97.6

          49.8

          1

          100

          101

          1

          200

          201

          1

          499

          500

          1

          1000

          1001

          為了簡化 RA值的查找過程,假設采用雙電源運行模式,有一個接地 REF 端子和一個已知的雙極性調整電壓 VA。這種情況 下的輸出電壓可通過以下公式計算:

          f5.png

          (5)

          注意, 從VA至輸出的增益為反相。 VA 的增加會使輸出電壓降低, 比值為R2和 VA reduces the output voltage by a fraction given by the ratio of resistors R2 and RA之比。此比值下,可以針對給定的輸入失調,使調整范圍達到最大。由于調整范圍指向增益之前的放大器輸入, 因此,即使在低分辨率源的情況下,也可實施微調。由于 RA 一 般都比 R1大得多,因此,我們可以得到等式(5)的近似值:

          f6.png

          (6)

          為了找到一個 RA值以允許最大失調調整范圍 VIN(MAX), 在給定調整電壓范圍 VA(MAX)的情況下,使VOUT = 0 ,求 RA,結果得到

          f7.png

          (7)

          其中, VIN(MAX) 為傳感器預期的最大失調。等式(5)同時顯示, 調整電路的插入會修改從輸入到輸出的增益。即使如此,其影 響一般也很小,增益可以重新計算為:

          f8.png

          (8)

          一般地,對于單電源電橋調理應用,參考端的電壓應大于信號 地。如果電橋輸出可以在正負間擺動,情況尤其如此。如果基 準電壓源由一個低阻抗源(如分阻器和緩沖器)驅動至電壓 VREF,如圖 5 所示,則等式(5)變?yōu)椋?/p>

          f9.png

          (9)

          如果相對于原始等式中的VREF取 VOUT 和VA ,則可得到相同 的結果。 VA(MAX) – VREF 也應替換等式(7)中的 VA(MAX)。

          設計示例

          假設有一個單電源電橋放大器,如圖 4 所示,其中,用 3.3 V 電壓來激勵電橋并驅動放大器。滿量程電橋輸出為±15 mV, 失調可能處于±25-mV 的范圍。為了取得所需靈敏度,放大器 增益需為 100,ADC 的輸入范圍為 0 V 至 3.3 V。由于電橋的 輸出可以為正,也可以為負,因此,其輸出指向中間電源或 1.65 V。只需通過施加 100 的增益,失調本身即會強制使放大器輸 出處于–0.85 V 至+4.15 V 的范圍內,這超過了電源軌。

          這個問題可通過圖 5 所示的電路來解決。電橋放大器A1 是一個 像AD8237 一樣的ICF儀表放大器。放大器A2,帶R4 和R5,將 A1 的零電平輸出設為中間電源。 AD5601 8 位DAC對輸出進行 調整,通過RA使電橋失調為 0。然后,放大器的輸出由 AD7091 微功耗 12 位ADC數(shù)字化。

          5.jpg

          圖 5 針對單電源工作模式而修改的失調移除電路

          從表1可以發(fā)現(xiàn), 增益為101時, R1和R2 需為1 k和100 k。 電路包括一個可以在 0 V 至 3.3 V 范圍內擺動,或者在 1.65V 基準電壓左右擺動±1.65 V。為了計算 RA 的值,我們使用等式 (6)。其中,VA(MAX) = 1.65 V 且 VIN(MAX) = 0.025 V, RA = 65.347 kΩ。當電阻容差為 1%時,最接近的值為 64.9 k。然而,這 沒有為源精度和溫度變化導致的誤差留下任何裕量,因此,我 們選擇一個常見的 49.9-k 低成本電阻。這樣做的代價是調整 分辨率降低了,結果導致略大的調整后失調。

          從等式(7),我們可以算出額定增益值為 103。如果設計師希望 得到接近目標值 100 的增益值,最簡單的辦法是使 R2 的值降 低 3%左右,至 97.6 k,結果對 RA 的值的影響非常小。在新 的條件下,額定增益為 100.6。

          由于DAC可以擺動±1.65 V,因此,總失調調整范圍可通過由RA 以及R1和R2的并聯(lián)組合形成的分壓器給定,其計算方法如下:

          f10.png

          (10)

          在±25-mV 最大電橋失調范圍內,±32.1-mV 的調整范圍可提供 28%的額外調整裕量。對于 8 位 DAC,調整步長為

          f11.png

          (11)

          對于 250-µV 調整分辨率,輸出端的最大殘余失調為 12.5 mV。

          R3 和 C1 c的值可以通過ADC數(shù)據(jù)手冊中的建議值或參考文獻2 來確定。對于采樣率為 1 MSPS 的 AD7091,這些值為 51 和 4.7 nF。在以較低速率采樣時,可以使用較大的電阻或電容組 合,以進一步減少噪聲和混疊效應。

          該電路的另一個優(yōu)勢在于,可以在生產(chǎn)或安裝時完成電橋失調 調整。如果環(huán)境條件、傳感器遲滯或長期漂移對失調值有影響, 則可重新調整電路。

          受其真軌到軌輸入影響,AD8237 最適合采用超低電源電壓的 電橋應用。對于要求較高電源電壓的傳統(tǒng)工業(yè)應用,AD8420 不失為一款良好的替代器件。該 ICF 儀表放大器采用 2.7 V 至 36 V 電源供電,功耗低 60%。

          表 2 是對兩款儀表放大器進行了比較。都使用了最小和最大規(guī) 格。有關更多詳情和最新信息,請參見產(chǎn)品數(shù)據(jù)手冊。

          表 2 AD8237和 AD8420比較

          技術規(guī)格

          AD8237

          AD8420

          技術

          CMOS

          雙極性

          (零漂移)

          靜態(tài)電源電流

          130µA

          80µA

          電源電壓范圍

          1.8V 至 5.5 V

          2.7V 至 36 V

          輸入電壓范圍

          –VS – 0.3 V 至

          –VS – 0.15 V 至

          +VS +0.3 V

          +VS – 2.2 V

          差分輸入電壓限值

          ±(VS – 1.2) V

          ±1V

          軌到軌輸出

          CMRR(G = 100,dc至60 Hz)

          114dB

          100dB

          失調電壓

          75µV

          125µV

          失調電壓漂移

          0.3µV/°C

          1µV/°C

          電壓噪聲頻譜密度

          68nV/√Hz

          55nV/√Hz

          增益誤差(G = 100)

          0.01%

          0.10%

          增益漂移

          0.5ppm/ °C

          10ppm/ °C

          帶寬,–3 dB (G = 100)

          HBW模式下為10 kHz

          2.5kHz

          封裝

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