超低功耗開啟高速隔離應(yīng)用之門

長久以來，隔離一直被設(shè)計師視為一個必不可少的負(fù)擔(dān)。說它必不可少是因為，它可以使電子元件變得安全，以便任何人都能使用。說它是個負(fù)擔(dān)是因為，它會限制通信速度，消耗大量電能，并占用較大的電路板空間。基于老技術(shù)的光耦合器，甚至許多較新的數(shù)字隔離器，其功耗非常高，致使某些類型的應(yīng)用失去了可行性。在本文中，我們將考察超低功耗隔離領(lǐng)域的最新發(fā)展，其與現(xiàn)有技術(shù)的關(guān)系，以及其實現(xiàn)方式。同時，我們還將探討可以從這類新器件受益的多種應(yīng)用。

對設(shè)計師來說，大約45年前出現(xiàn)的現(xiàn)代光耦合器是一個巨大的進(jìn)步。它們允許在電源控制電路中實現(xiàn)反饋，在通信電路中實現(xiàn)信號隔離以中斷接地環(huán)路，以及對高端功率晶體管或電流監(jiān)控器進(jìn)行通信。

20世紀(jì)70年代，光電器件大量涌現(xiàn)。這些器件影響了RS-232、RS-485等通信標(biāo)準(zhǔn)，以及4至20 mA電路環(huán)路和DeviceNet及PROFIBUS等工業(yè)總線的發(fā)展。受隔離器件本身限制的影響，光隔離的功能決定了這些通信總線的諸多特性。在接下來的20年中，隔離技術(shù)的發(fā)展變化基本上屬于量變，而到了2000年，市場上出現(xiàn)了首批新型芯片級數(shù)字隔離器。這些新器件以感性耦合技術(shù)為基礎(chǔ)，采用芯片級變壓器、GMR材料以及后來的差分容性耦合技術(shù)。與較老的光耦合器相比，這些新技術(shù)可以實現(xiàn)超高的速率和超低的功耗水平，然而，受當(dāng)時實施的標(biāo)準(zhǔn)限制，新器件的許多功能(如高速率)并未得到充分利用，因為現(xiàn)行標(biāo)準(zhǔn)接口并不需要這些功能。

在數(shù)字隔離器采用標(biāo)準(zhǔn)封裝和IC工藝制造其編碼和解碼電子元件之后，數(shù)字化功能的添加變得十分簡便。低功耗、對低電源電壓的支持以及高集成度成為非光學(xué)隔離器的主要設(shè)計優(yōu)勢。能大幅提高隔離速率并且大幅降低隔離功耗的新技術(shù)可以支持要求最為苛刻的新接口標(biāo)準(zhǔn)。目前，數(shù)字隔離器的功耗(遠(yuǎn)遠(yuǎn)低于光耦合器)需要低兩至三個數(shù)量級才能進(jìn)入新的應(yīng)用空間。到目前為止，高性能隔離還不能實現(xiàn)這一目標(biāo)。

各種技術(shù)的比較

隔離器件性能的快速發(fā)展是數(shù)據(jù)編碼方案與數(shù)據(jù)傳輸所用介質(zhì)的效率共同作用的結(jié)果。在本文中，我們將集中討論決定功耗的各個方面。編碼和解碼方案可以大致分為基于邊沿編碼脈沖的系統(tǒng)和電平編碼系統(tǒng)。簡單而言，基于電平的系統(tǒng)必須持續(xù)地將能量推過隔離柵，以保持一個主動輸出狀態(tài)，同時，通過不越過隔離柵發(fā)送能量來表示被動輸出狀態(tài)。

在光耦合器中，光會對能量傳輸進(jìn)行調(diào)解，與直接建立電場或磁場相比，其效率較低，并且在接收元件端，其檢測效率較差。因此，簡單的晶體管或基于PIN二極管的光耦合器需要消耗大量電能來產(chǎn)生光，以使輸入保持開啟狀態(tài)，但接收器只需消耗很少的電能即可接收信號。這一點可以在表1中看出，其中列出了PIN二極管接收器光耦合器的功耗。平均而言，這類光耦合器具有高輸入電流和低輸出電流的特點。較高速率的數(shù)字光耦合器通過在接收器中增加有源放大模塊的方式，減少了維持某種狀態(tài)所需要的光量。這就降低了LED所需要的平均電流，但接收器具有相對較大的靜態(tài)電流，因此，其功耗并未真正降低——只是推到了接收器端。降低所需功耗需要提高

LED和接收器元件的效率，或者更改編碼方案。這就是光耦合器技術(shù)在如此長的時間中，只取得了量變發(fā)展的原因所在。

在許多容性耦合數(shù)字隔離器中，系統(tǒng)實際上與光耦合器相似。這類器件采用一個高頻振蕩器來把信號通過一對差分電容傳遞出去。該振蕩器，非常像光耦合器中的LED，需要消耗電能以發(fā)送主動狀態(tài)，并關(guān)閉以發(fā)送被動狀態(tài)。接收器配有有源放大器，在兩種狀態(tài)下都要消耗偏置電流。如表1所示，由于電容的耦合效率較高，總功耗要顯著好于光耦合器選項。需要注意的是，如果采用感性耦合而非容性耦合技術(shù)，數(shù)字隔離器的功率水平大致與之相當(dāng)。在這種情況下，決定最低功率水平的主要是編碼方案，在低數(shù)據(jù)速率下尤其如此。

ADI出品的iCoupler型數(shù)字隔離器(如ADuM140x系列)采用了另一種編碼方案，如圖1所示。在該方案中，邊沿在輸入端檢測并編碼成脈沖。在ADuM140x中，一個脈沖代表一個下降沿，兩個脈沖表示一個上升沿。這些脈沖通過小型片內(nèi)脈沖變壓器耦合至次級繞組。接收器對脈沖計數(shù)，并重構(gòu)數(shù)據(jù)流。脈沖本身具有出色的魯棒性，可以獲得優(yōu)秀的信噪比，但其寬度只有1ns，因此，每個脈沖的能量是很低的。結(jié)果產(chǎn)生非常好的屬性，即當(dāng)沒有數(shù)據(jù)發(fā)生變化時，輸出端的狀態(tài)會被鎖存保持，幾乎不消耗電能。這意味著，功耗就是脈沖流中傳輸?shù)募呻娔芗由弦欢ǖ钠秒娏?。隨著數(shù)據(jù)速率的下降，功耗呈線性下降，直到直流為止。同樣，導(dǎo)致功耗減少的是編碼方案而不是特定數(shù)據(jù)傳輸介質(zhì)，該方案可以在容性，甚至光學(xué)系統(tǒng)中實現(xiàn)。

圖1.基于脈沖的編碼方案

脈沖編碼方案并非低功耗的靈丹妙藥。其缺點是，如果輸入端無邏輯變化，則不會將數(shù)據(jù)發(fā)到輸出端。這意味著，如果存在因啟動序列導(dǎo)致的直流電平差，則輸入端和輸出端將不匹配。ADuM140x解決了這個問題，其方法是在輸入通道上實現(xiàn)一個刷新看門狗計時器，如果在超過1μs的時間內(nèi)未檢測到活動，則會重新發(fā)送直流狀態(tài)。這種設(shè)計的結(jié)果是，當(dāng)數(shù)據(jù)速率低于1 Mbps時，該編碼方案不再繼續(xù)減少功耗。器件基本上始終運行在至少1 Mbps的速率下，因此，在低數(shù)據(jù)速率下，功耗不會繼續(xù)下降。即便如此，與表1所示電平敏感型方案相比，脈沖編碼方案的平均功耗較低。

表1.隔離器每通道功耗比較(VDD= 3.3 V，100 kbps)

進(jìn)一步降低功耗

ADuM140x脈沖編碼方案最初是針對高數(shù)據(jù)速率而非絕對最低功耗而優(yōu)化的。該編碼方案在降低功耗方面潛力巨大，尤其是在直流至1 Mbps頻率范圍內(nèi)。這一數(shù)據(jù)范圍正是多數(shù)隔離應(yīng)用所使用的范圍，尤其是要求低功耗的隔離應(yīng)用?；?通道ADuM144x和2通道ADuM124x iCoupler技術(shù)的系列器件采用了以下創(chuàng)新技術(shù)。

1.設(shè)計采用較低電壓CMOS工藝實現(xiàn)

2.全部偏置電流均經(jīng)過評估，并盡可能將偏置降至最低或完全消除

3.將刷新電流的頻率從1 MHz減至17 kHz

4.刷新電路可以完全禁用，以實現(xiàn)最低功耗

功耗為頻率的函數(shù)，如圖2所示(相較于ADuM140x)。對于ADuM140x，刷新導(dǎo)致的曲線“膝部”在1 Mbps時清楚可見，對于ADuM144x，當(dāng)啟用刷新時，則在17 kbps下清晰可見。ADuM144x的典型每通道功耗，在1 kbps下要低65倍，而在完全禁用刷新功能時，則大約低1000倍。

圖2. ADuM144x和ADuM140x器件在VDDX = 3.3 V條件下的每通道總功耗

為什么功耗下降這么多很有用?在以下三種應(yīng)用中，傳統(tǒng)光耦合器和數(shù)字隔離器要么勉強合格，要么完全不可用。

4 mA至20 mA隔離環(huán)路供電現(xiàn)場儀表

圖3.搭載HART調(diào)制解調(diào)器支持的隔離式、環(huán)路供電型智能傳感器前端

環(huán)路供電型現(xiàn)場儀表的功耗預(yù)算十分有限，因為全部電能均來自4 mA環(huán)路電流。幸運的是，環(huán)路通?？梢蕴峁┳銐虻碾妷?，一般為24 V，可以從系統(tǒng)獲得大約100 mW的功率。整個應(yīng)用將消耗大約12 V環(huán)路電壓(4 mA)。在該預(yù)算范圍內(nèi)，簡單的DC-DC轉(zhuǎn)換器為隔離式傳感器、模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)和控制器供電。即便假定DC-DC轉(zhuǎn)換器具有較高的效率，且電壓降壓比例為2:1，則典型傳感器前端可提供的功率小于4 mA(3.3 V)。環(huán)路端的功耗預(yù)算大致相同。主要接口是連接ADC的SPI總線。隔離接口的每一端均由環(huán)路供電，還有控制器的全部ADC以及信號調(diào)理元件都是由環(huán)路供電。表2所示為每種隔離技術(shù)下的一個4線SPI總線的功耗。SPI 1為隔離的環(huán)路端電流，SPI 2為所需要的傳感器端電流。光耦合器在隔離接口的每一端都將消耗多倍于功耗預(yù)算的電能。容性數(shù)字隔離器將消耗現(xiàn)場儀表的全部功耗預(yù)算。ADuM1401代表著一種可能性，但系統(tǒng)其余部分的功耗預(yù)算十分勉強，即便只支持連接ADC的單個SPI接口。采用iCoupler技術(shù)的超低功耗數(shù)字隔離器

ADuM1441的功耗非常低，僅占功耗預(yù)算的很小一部分。該技術(shù)不但允許應(yīng)用在其功耗預(yù)算范圍內(nèi)正常工作，同時允許添加第二個4通道隔離器，以支持HART調(diào)制解調(diào)器接口和智能前端控制器，如圖中虛線部分所示。功耗超低的iCoupler技術(shù)可以實現(xiàn)以前的隔離應(yīng)用不可能實現(xiàn)的新功能。

表2.一個100 kbps隔離式SPI接口的每一端的總功耗

以太網(wǎng)供電I2C通信總線

圖4.搭載隔離式I2C和中斷的POE、4端口控制器

諸如以太網(wǎng)供電(POE)一類的電信類應(yīng)用從相對較高的電壓軌獲得電能，該電壓軌提供以太網(wǎng)電能。控制通信接口必須從隔離式DC-DC轉(zhuǎn)換器或者通過–54 V總線電壓穩(wěn)壓器獲得電能。在圖4所示示例中，3.3 V的I2C控制總線通信接口由POE控制器內(nèi)置的穩(wěn)壓器產(chǎn)生。圖3所示為在POE控制器端運行I2C總線接口所需要的電流，以及POE控制器為支持每種技術(shù)所消耗的功耗。光耦合器解決方案會在芯片中產(chǎn)生半瓦特的熱量，該芯片很可能已經(jīng)接近其熱極限。在表中，從上往下，每個接口均略好于前一個，最后我們看到超低功耗的ADuM1441，其功耗約為1 mW。如此一來，該接口的熱負(fù)載在這種芯片中顯得微不足道。即使電源未在POE芯片內(nèi)部調(diào)節(jié)，該功耗也非常低，可以使用一個簡單的齊納二極管和電阻，從而使節(jié)能元件的成本和冷卻負(fù)載達(dá)到合理水平。該技術(shù)簡化了電源架構(gòu)。

表3.各種隔離技術(shù)在POE應(yīng)用中的總功耗

電池供電設(shè)備

圖5.電池供電醫(yī)療傳感器

超低功耗的第三個應(yīng)用示例是為持續(xù)時間較長的電池供電應(yīng)用提供支持。面向家庭健康監(jiān)護的醫(yī)療器械(如血糖儀、脈搏血氧儀)必須采用特殊結(jié)構(gòu)，以在接觸病人的同時，還能連接非醫(yī)療極計算機。必須為串行接口供電，并在連接計算機時，能喚醒設(shè)備，因此，待機電路中應(yīng)采用有源隔離器。在這種情況下，利用ADuM1441的刷新禁用功能可以使器件的電池能耗降至4μA以下。這一功耗水平非常低，即使一枚紐扣電池，也可以使待機電流維持?jǐn)?shù)年時間。

ADuM1441的超低功耗同時支持為隔離模塊面向計算機的一端方便供電。只需要幾μA電流即可實現(xiàn)接口操作，因此，可以將串行接口中的一條狀態(tài)線專門用于為隔離器供電，這樣就不需要使用專門的電源了。

表4展示的是光耦合器的部分屬性，以及工作于待機模式下的各種數(shù)字隔離。請注意，如果選擇了正確的空閑狀態(tài)，則PIN/晶體管隔離器的待機電流實際上可能像基于超低功耗iCoupler的產(chǎn)品一樣低。人們利用光耦合器的這種特性來在許多應(yīng)用中實現(xiàn)低功耗待機。然而，一旦開始通信，功耗就會上升至較高水平，ADuM1441解決方案就不會這樣。

表4.隔離器的總低速和空閑功耗

結(jié)論

ADI已經(jīng)為脈沖編碼型iCoupler數(shù)字隔離器開發(fā)出一款新版本，該版本針對極低功耗而進(jìn)行了優(yōu)化。對該器件做出的改動并未影響器件的隔離功能，因為所用絕緣技術(shù)與高分辨率增強絕緣器件中完全相同。信號完整性類似于市場上過去13年以來出現(xiàn)的標(biāo)準(zhǔn)iCoupler。根據(jù)設(shè)計，這些器件

在直流至1 Mbps范圍內(nèi)可以支持超低功耗工作，數(shù)據(jù)速率越低，功耗越低。這種技術(shù)因工作功耗要低得多，因此，可以實現(xiàn)以前不可能實現(xiàn)的接口隔離性能