一款低壓大電流開關電源的電路設計

有源箝位同步整流正激變換器的拓撲分析

圖1　有源箝位同步整流正激式電路圖

圖2　有源箝位同步整流正激變換器的主要參量波形

有源箝位同步整流正激變換器的電路拓撲如圖1所示，DC-DC有源箝位ZVS-PWM正激變換器在穩(wěn)態(tài)運行時，一個開關周期內(nèi)的主要參量波形如圖2。一個開關周期內(nèi)大致可分為四個運行模式，即：

模式1(t0

在主開關S1開通前，箝位電容上的電壓為Vc1=DVin/(1-D)(極性為下正上負)。這一階段，箝位開關S2關斷，箝位電容電流ic1=0。 S1導通后，S1開關管的漏極電位VD=0，變壓器磁芯正向激磁，激磁電流im由第三象限的-Im向第一象限+Im過渡，iL1=im+Io/N,N為變壓器原副邊繞組匝數(shù)比N1/N2。變壓器原邊繞組電壓VP=VS，能量由輸入電源Vin經(jīng)過變壓器傳送到負載。

模式2(t1

S1斷開，S2仍關斷。磁場能量對S1輸出電容Cs充電。ip由Io/N降到零，iL1=im+ip,im≈Im;ic10。VD由0上升到 Vin+Vc1， Cs電壓達到Vin+Vc1，S1上的電壓被箝位在這一水平；變壓器原邊繞組電壓VP從Vin變化到Vin–VD=-Vc1。Vc1=DVin/(1- D)保持不變。模式3(t2

主開關S1關斷，S2開通前，由于VD為正，箝位開關S2隨之可以ZVS開通，箝位電路運行。箝位電容電壓Vc1=DVin/(1-D)，由于變壓器磁場能量對箝位電容儲能的交換過程，使該電壓有變化，Vc1=Vc1+ΔV，ΔV表示充放電過程中箝位電容電壓紋波，主開關電壓箝定在Vc1+Vin水平。箝位電容電流-ic1=im=iL1;ip=0,im由第一象限的+Im向第三象限-Im過渡，也即磁通復位過程。

模式4(t3

S1，S2關斷，磁場能量使S1結電容放電， VD由Vin+Vc1下降到零，創(chuàng)造了S1的ZVS條件。箝位電路斷開，ic1→0。iL1=im=-Im，ip=0。變壓器原邊繞組電壓Vp則從-Vc1變化到Vin。Vc1=DVin/(1-D)保持不變。

S1導通時間為DTs，變壓器原邊繞組承受電壓為Vin；S1關斷時間為(1-D)Ts，變壓器原邊繞組承受電壓為-Vc1。由伏秒平衡關系可得：DTsVin=(1-D)Vc1，即Vc1=DVin/(1-D)。

有源箝位正激變換器變壓器磁芯工作在雙向對稱磁化狀態(tài)，提高了磁芯的利用率，箝位電容的穩(wěn)態(tài)電壓隨開關占空比而自動調節(jié)，因而占空比可大于0.5;Vo一定時，主開關管?輔助開關應力隨Vin的變化不大；所以，在占空比和開關應力允許的范圍內(nèi)，能夠適應輸入電壓較大變化范圍的情況。不足之處是增加了一個管子，使得電路變得復雜。

電路參數(shù)的設計與計算公式

主電路拓撲如圖1 所示，它的箝位電容電壓為：Vc1=DVin/(1-D)，箝位電容的耐壓要大于此值，容量只要足夠大即可保證電路的正常工作，在制作中，選用的箝位電容容量為47μF?？刂菩酒x用UC3823N實現(xiàn)PWM控制，控制芯片檢測開關電流加上斜波信號(由PWM輸出信號14腳生產(chǎn))送至芯片的電流端(7 腳)；電壓信號經(jīng)取樣電阻分壓和誤差放大器補償產(chǎn)生一輸出信號(3腳)，此信號與7腳信號比較后產(chǎn)生輸出占空比信號PWM，再由脈沖變壓器隔離和原邊驅動器UC1707產(chǎn)生兩列互補驅動且死區(qū)可調的脈沖驅動變換器的主管S1和箝位管S2。合適的參數(shù)設計，尤其是電壓補償器及斜波補償?shù)倪x擇將使系統(tǒng)穩(wěn)定可靠地工作。

經(jīng)理論分析及實踐，在設計有源箝位同步整流正激變換器時，需要計算各種參數(shù)，在實踐過程中，總結了一套如何設計變換器的公式，以下給出這些公式，以便于參考。另外還要注意，用公式計算出來的值還要留出適當?shù)脑６?，以保證電源的可靠性。

(1)變壓器的初級匝數(shù)N1

N1=U·D·104/f·△Bm·Ac

其中U為輸入電壓；D為占空比；f為開關頻率；△Bm為磁感應增量；Ac為磁芯的有效面積。

(2)變壓器的次級匝數(shù)N2

N2=N1·Vo/D

其中Vo為輸出電壓。

(3)初級電感量Lpri

m的確定

初級電感量Lprim由下式?jīng)Q定

Lprim=uo·ua·N12·Ae/le

式中，uo為真空磁導率；ua是振幅磁導率；N1是初級繞組匝數(shù)；Ae是磁芯的有效截面積；e是有效磁路長度。

(4)輸出電壓

Vo=D·Vin·N1/N2

(5)輸出電感L和電容C的計算

L=2.5R/f

取IL(peak)=1.1Io

C=△IL/8f△Vo

ESR(max)=△Vo/△IL

其中 △IL=0.2Io

(6)導線的參數(shù)

導線的截面積與線徑d

Sm=Ii/J

di=1.13Sm1/2

其中Ii為各繞組電流有效值(A)；J為電流密度，它是根據(jù)銅損計算出來的，根據(jù)工程實踐經(jīng)驗，導線的電流密度在自然風冷時選擇2-4(A/mm2),而在強制風冷時選擇3-5(A/mm2)，其值是適宜的。

計算所需導線直徑時，應考慮趨膚效應的影響。當導線直徑大于2倍趨膚深度時，應盡可能采用多股導線并繞。當用n股導線并繞時，每股導線的直經(jīng)din按下列公式計算：

din=di/n1/2

銅線的趨膚深度△有以下經(jīng)驗公式：

△=66.1/f1/2

用上述公式計算△后，與di相比較，在di大于2△時，應采用多股導線并繞，n的大小以din不大于2△為好。同步整流技術存在的問題及解決方案

同步整流技術的基礎是應用MOSFET替代二極管整流器，但MOSFET如用為開關具用雙向導通的特性。這一特性使得含有同步整流技術的變換器，在使用中產(chǎn)生了下述問題。

1 應用同步整流的變換器并聯(lián)運行的問題

同步整流技術一般應用在低壓大電流情況下，因而往往將多個具有同步整流技術的變換器并聯(lián)使用，當并聯(lián)的兩個變換器輸出電壓不同，且差值達到一定值時，輸出電壓低的變換器的輸出電流將反向，輸出電壓高的變換器就既給負載提供電流又為輸出電壓低的變換器提供電流，從而加大輸出電壓高的變換器負荷，結果沒有達到并聯(lián)增大負載電流的目的。另外還有自振蕩問題，這將導致MOSFET的電壓應力增加，給變換器輸出帶來諧波干擾。對這個問題，我們給電源設計了電壓調整端，輸出電壓在一定范圍內(nèi)連續(xù)可調，如用戶需要并聯(lián)運行，只需將電壓精準地調整一致即可。

2 效率問題

在輕載條件下，使用二極管整流器的變換器會進入電流不連續(xù)工件模式(DCM)，但對于使用了同步整流技術的變換器，由于MOSFET的雙向導通性，使得負載電流繼續(xù)反向流過輸出電感，并形成環(huán)路電流，造成了多余的損耗，限制了變換器在輕載條件下實現(xiàn)高效率。另外，當輸入電壓變化時，效率也會發(fā)生較大的變化。這些都是變換器工作在不同的模式，造成了能流回饋。實驗結果

應用以上分析的電路拓撲及電路參數(shù)設計了一臺二次電源模塊，樣機的參數(shù)如下：輸入電壓48V(36-72V)，輸出電壓/電流為2.1/40A，開關頻率為250KHz，變壓器磁芯選用EC28鐵氧體，主開關管S1及箝位管S2選用IRF640，同步整流管選用IRL3803S，其通態(tài)電阻Rds僅為 6mΩ。在輸入電壓為48V時，滿載效率為85%。經(jīng)小批量生產(chǎn)及電路參數(shù)的微調，產(chǎn)品的各方面性能均達到要求，現(xiàn)已開始批量生產(chǎn)。

結論

本文介紹了有源箝位自驅動同步整流正激變換器的工作原理，各電路參數(shù)及計算公式，采用這種電路拓撲，能很好的實現(xiàn)低壓大電流開關變換器。這種方案實現(xiàn)了高效率?高可靠性，又實現(xiàn)了低壓大電流的輸出，滿足了IT行業(yè)發(fā)展的需要，所以這種方案具有極大的市場應用價值。