為什么在反激式轉(zhuǎn)換器中使用BJT？

　　在USB 適配器、手機充電器以及系統(tǒng)偏置電源等大量低功耗應(yīng)用中，低成本準諧振/非連續(xù)模式反激式轉(zhuǎn)換器是常見選擇(圖1)。這類轉(zhuǎn)換器設(shè)計效率高，成本極低。因此為什么不考慮在自己的設(shè)計中使用雙極性節(jié)點晶體管(BJT)呢?

　　這樣做有兩個非常有說服力的理由：一個是BJT的成本遠遠低于 FET;另一個是BJT的電壓等級比 FET 高得多。這有助于設(shè)計人員降低鉗位電路和/或緩沖器電路的電氣應(yīng)力與功耗。使用BJT的唯一問題是許多工程師已經(jīng)習(xí)慣于 FET，或是在他們的電源轉(zhuǎn)換器中從來不將BJT用作主開關(guān)(QA)。本文將探討如何估算/計算在非連續(xù)/準諧振模式反激式轉(zhuǎn)換器中使用的NPN BJT的損耗。

　　圖1:離線高電壓 BJT 適配器反激電路

　　在深入探討計算 BJT 損耗的方法之前，需要對雙極性晶體管模型做一個基本了解。一個雙極性晶體管的最簡單形式是一個電流控制型電流汲/開關(guān)?；鶚O(B)輸入可控制從集電極 (C)流向發(fā)射極(E)的電流。圖2是NPN BJT的概念和原理圖。該器件摻雜有兩個被P(正電荷原子)摻質(zhì)區(qū)隔開的N(負電荷原子)半導(dǎo)體區(qū)。基極與P材料相連，而發(fā)射極和集電極則分別連接至晶體管的兩個N區(qū)域。

　　圖 2:BJT 半導(dǎo)體 (a) 和原理圖符號 (b)

　　基極發(fā)射極結(jié)點的功能與二極管類似。在基極發(fā)射極結(jié)點施加正電壓，會吸引 N 材料(與發(fā)射極(E)連接)的自由電子。這些自由電子遷移到 P 材料中后，會造成 N 材料的自由電子匱乏。N 材料中的自由電子匱乏會從偏置電源(與基極和發(fā)射極相連)的負端吸引電子，形成完整電路允許電流通過。B 節(jié)點和 E 結(jié)點的負偏置會導(dǎo)致多余電子從 P 材料中吸引出來。這會斷開電路，阻止電流流動，就像對二極管進行反向偏置一樣。

　　在基極發(fā)射極結(jié)點處于正向偏置，而集電極至發(fā)射極路徑為偏置時，這可打開洪流柵極，允許電流流動。連接至集電極的正偏置會吸引自由電子流向集電極端，在N 材料中形成電子匱乏。這可吸引來自基極的電子，將其耗盡在N材料中?，F(xiàn)在電流就可流經(jīng)集電極和發(fā)射極的耗盡層，形成完整電路。集電極電流(IC)的數(shù)量可能會比基極電流(IB)多好幾個數(shù)量級。IC與IB之間的比值一般稱為晶體管的DC電流增益。在產(chǎn)品說明書中也可表達為Beta(β)或hFE。注意，在晶體管產(chǎn)品說明書中，該比值在特定條件下給出，可能會有明顯的變化。

(等式 1)

　　在飽和狀態(tài)下工作

　　當(dāng)集電極基極電流比被迫低于產(chǎn)品說明書規(guī)定的 hFE 值時，晶體管就可定義為飽和工作。在BJT處于飽和狀態(tài)下時，增加基極電流就不會生成更多的集電極電流。集電極發(fā)射極之間的電壓也驟跌到了最低水平。這在產(chǎn)品說明書中被稱為集電極發(fā)射極飽和電壓(VCE(SAT))。該電壓一般為0.5V 至2V，具體取決于 BJT.在適配器和偏置電源應(yīng)用中，在BJT用作主開關(guān)以保持最低傳導(dǎo)損耗時，該器件就可驅(qū)動在飽和狀態(tài)下。

　　反激設(shè)計中的飽和 BJT

(等式 2)

　　場效應(yīng)晶體管(FET)是中間功耗范圍(30W 到 1KW)的熱門選擇，因為 FET 的傳導(dǎo)損耗普遍小于BJT 的傳導(dǎo)損耗。但在偏置電源與適配器等15W 至30W 的低功耗應(yīng)用中，開關(guān)電流較小。因此，BJT 可用于發(fā)揮較低成本及較高電壓額定值的優(yōu)勢。但這類器件并不完美，在設(shè)計過程中需要應(yīng)對一些不足。

　　在使用FET 時，柵極只有在柵極電容充放電時才傳導(dǎo)電流。在基極發(fā)射極結(jié)點處于正向偏置時，BJT 一直都在傳導(dǎo)。此外，在關(guān)斷飽和BJT 時，由于存儲電荷原因，有相當(dāng)一部分集電極電流會從晶體管基極流出。這與FET 不同，F(xiàn)ET 的柵極驅(qū)動器從來不會出現(xiàn) FET 的漏極電流。這將為反激式控制器的基極驅(qū)動器帶來更多應(yīng)力。在為此類設(shè)計選擇反激式控制器時，應(yīng)確保其可控制和驅(qū)動適配器應(yīng)用中的BJT。UCC28722 反激式控制器經(jīng)過專門設(shè)計，可控制將BJT 用作主開關(guān)的準諧振/非連續(xù)反激式轉(zhuǎn)換器。該反激式控制器的驅(qū)動器電路詳見圖3。

　　圖 3:控制器基極驅(qū)動器內(nèi)部電路

　　要計算此類低功耗反激式應(yīng)用中BJT 的功耗情況，需要基本了解BJT 的波形(圖 4)。注意，BJT 集電極電壓(VC)、集電極電流(IC)以及電流傳感電阻器電壓(VRCS)可被截斷5W USB適配器?；鶚O電流(IB)和輸出二極管電流(IDC)只是畫出來表現(xiàn)對應(yīng)的電流，可能不是實際量級。

　　圖 4:準諧振反激式轉(zhuǎn)換器中 BJT 的開關(guān)波形

　　在 t1 時間段的起點，集電極電流為0?；鶚O使用19mA 的最小驅(qū)動電流(IDRV(MIN))驅(qū)動，該電流可逐步遞增至37 mA的最大驅(qū)動電流(IDRV(MAX))。由于集電極電流是從0開始的，因此在開關(guān)周期的起點為基極提供最大驅(qū)動電流既沒必要，也無效率。開關(guān)保持導(dǎo)通，直至達到最大驅(qū)動電流為止，該最大驅(qū)動電流可通過控制器控制律確定。初級電流通過電流傳感電阻器(RCS)感應(yīng)。在t1時間段內(nèi)，變壓器(T1 通電，BJT驅(qū)動到飽和狀態(tài)。一旦在t1終點達到所需電流時，就可通過 FET 將 BJT 的基極拉低。此時，所有的集電極電流都將流出晶體管基極，注入DRV控制器引腳(IDRV)。

　　反向恢復(fù)與基極電流的耗盡

　　在t2時間段，基極集電極結(jié)點進入反向恢復(fù)，晶體管保持導(dǎo)通，直至基極電流消耗到大約集電極電流的一半。注意，該時間段集電極電流與發(fā)射極電流之差即為流經(jīng)晶體管基極的電流。晶體管保持導(dǎo)通，集電極電流的量級大致保持不變。該時間段也稱為BJT存儲時間(tS)，可在器件的產(chǎn)品說明書上查到。

　　存儲時間結(jié)束、t3開始時，晶體管開始關(guān)斷。在這個時間段內(nèi)，晶體管PN兩個結(jié)點都進入了反向恢復(fù)。在晶體管關(guān)斷，集電極電流將耗盡時，基極和發(fā)射極共享集電極電流。集電極電壓逐漸升高，直至器件完全關(guān)斷。當(dāng)BJT 完全關(guān)斷時，集電極電壓達到最大值。該電壓是輸入電壓、變壓器反射輸出電壓以及變壓器漏電感造成的峰值電壓之和。

　　在 t4 時間段內(nèi)，能量不僅提供給二次繞組，而且二極管DG開始傳導(dǎo)，從而可為輸出提供能量。當(dāng)變壓器的能量耗盡時，集電極電壓開始圍向接地。該電壓可通過輔助繞組的匝數(shù)比 (NA/NP)傳感。當(dāng)控制器觀察到變壓器失電，就可增加t5延遲來實現(xiàn)谷值開關(guān)。注意，圖4 中的波形只是一個截圖，此時轉(zhuǎn)換器工作在近臨界傳導(dǎo)狀態(tài)下，正在進行谷值開關(guān)?？刂破鞑粌H可調(diào)節(jié)初級電流的頻率和幅度，而且還可驅(qū)動轉(zhuǎn)換器進入非連續(xù)模式，從而可控制占空比。這些轉(zhuǎn)換器的最大占空比發(fā)生在轉(zhuǎn)換器工作在設(shè)計設(shè)定的近臨界傳導(dǎo)狀態(tài)下時。

　　估算 BJT 中傳導(dǎo)及開關(guān)損耗的計算方法與二極管類似。基極、發(fā)射極和集電極飽和電壓可按電池進行建模，與二極管正向電壓類似。平均電流可用來估算平均傳導(dǎo)損耗。在本應(yīng)用中，計算中涉及的所有電流均為三角形或梯形。平均計算不僅使用基本幾何原理，而且還有清楚的記錄。主要差別在于 BJT 具有電荷存儲延遲(tS)。BJT 晶體管的基極需要在器件開始關(guān)斷之前，移除一定數(shù)量的存儲電荷 (QS)。這就需要知道如何計算PN 結(jié)點的反向恢復(fù)電荷(QR)。反向恢復(fù)電荷是指讓半導(dǎo)體器件停止傳導(dǎo)所需的反向電荷數(shù)量。

　　為了計算BJT 開關(guān)(QA) 的損耗，我們來看看使用 NPN 晶體管(工作在 115V RMS 輸入下)的 5W USB 反激式轉(zhuǎn)換器。詳細規(guī)范見表1。峰值集電極電流(IC(PK)通過控制器限制為360mA，轉(zhuǎn)換器最高頻率(fMAX)按設(shè)計限制在70KHz。在 115VRMS 輸入的滿負載情況下，該轉(zhuǎn)換器的平均開關(guān)頻率(fAVG)為56KHz。根據(jù)最低輸入電壓，轉(zhuǎn)換器設(shè)計采用的最大占空比(DMAX)為52%。在該輸入條件下，最高集電極電壓(VC(MAX))為250V。

(等式 3)

　　晶體管損耗估算

　　估算晶體管損耗，需要估算圖 4 中所示的各個時間段。t1 時間段是最大占空比的時長，對于本設(shè)計示例而言大約是7.4us。

(等式 4)

　　估算t2 時間段，需要計算器件的存儲電荷(QS)。

　　根據(jù)產(chǎn)品說明書的tS參數(shù)以及基極放電電流(I，存儲電荷為 200nC:

(等式 5)

　　在t1 時間段，該晶體管被驅(qū)動為飽和狀態(tài)。在t1時間段，全部集電極電流均流經(jīng)晶體管基極。由于基極在t2內(nèi)進入某種類型的反向恢復(fù)，因此集電極電流在晶體管的基極和發(fā)射極之間分流。根據(jù)這一信息以及電流在該時段內(nèi)為梯形的特性，t2 存儲時間段的平均基極電流(IB(AVGt2))可按以下等式計算：

(等式 6)

　　有了平均基極電流和QS，t2 時間段可以通過以下等式計算：

(等式 7)

(等式 8)

　　集電極反向恢復(fù)電荷(Qr)數(shù)量可用來估算開關(guān)損耗時間段t3。根據(jù)BJT產(chǎn)品說明書，參數(shù)Qr的計算結(jié)果為36nC。

(等式 9)

　　按三角形特性，t3 時間段的平均集電極電流(IC(AVGt3))為180mA。該集電極電流和計算得到的Qr 可用來估算t3時間段的時長，在本設(shè)計實例中大約為200ns。

(等式 10)

(等式 11)

　　根據(jù)t1 至t3 時間段的時間估算，就可使用等式12計算BJT在115V RMS 輸入下的損耗(PQA)。在該等式中，第一組項是BJT正向偏置時的基極至發(fā)射極傳導(dǎo)損耗。第二組項是估算t1 和t2 時間段中集電極電流所引起的BJT損耗。這包括流經(jīng)基極的電流?；鶚O到集電極的反向飽和電壓按 VCE(SAT)估算。第三組項用于估算 BJT 的關(guān)斷損耗。

(等式 12)

　　我們通過評估5W 設(shè)計，將時間估算準確性與實際時間進行了對比。

　　測量到的 t1 時間是6.5us，比估算結(jié)果低2.4%。存儲時間是660ns(t2=ts)，大約比估算值低 11%.測得的集電極上升時間(t3=tR)是210ns，大約比估算值高5%。根據(jù)t1 到t3 的測量時間計算出的功耗 PQA 增大到了544mW，比估算功耗高4.6%。注意這些計算依據(jù)的是產(chǎn)品說明書的平均存儲時間和反向恢復(fù)時間。實際時間將隨制造、工藝和工作條件的不同而不同。為了安全起見，設(shè)計人員應(yīng)為其總體BJT 損耗估算值增加20% 的裕度。

　　總結(jié)

　　當(dāng)?shù)谝淮谓佑|使用1款BJT設(shè)計開關(guān)電源時，我很好奇為什么設(shè)計人員會使用 BJT 而不是 FET。然而，雙極性晶體管具有較低成本和較高電壓額定值，是這些低功耗應(yīng)用的可行選項。正如本文所介紹的那樣，只要基本了解雙極性晶體管的工作情況和幾何構(gòu)造，就可估算晶體管的傳導(dǎo)及開關(guān)損耗。