大盤點：詳解五種開關電源PWM反饋控制模式

模式控制理論研究上的進展。圖3.A所示為平均電流模式控制PWM的原理圖。輸出電壓信號VOUT與基準給定電壓VREF的差值經(jīng)過電壓誤差放大器E/A放大后得到誤差電壓VE，它接至電流誤差信號放大器CA的同相端，作為輸出電感電流的控制編程電壓信號VCP（V CURRENT- PROGRAM）。

　　而帶有鋸齒紋波狀分量的輸出電感電流信號VI接至電流誤差信號放大器CA的反相端，代表跟蹤電流編程信號VCP的實際電感平均電流。VI 與VCP的差值經(jīng)過電流放大器CA的放大后，得到平均電流跟蹤誤差信號VCA。再由VCA及三角鋸齒波信號VT或VS通過比較器比較得到PWM關斷時刻。VCA的波形與電流波形VI反相，所以，是由VCA的下斜波（對應于開關器件導通時期）與三角波VT或VS的上斜波比較產(chǎn)生關斷信號。顯然，這就意味著無形中增加了一定的斜坡補償。為了避免次諧波振蕩，VCA的上斜坡不能超過三角鋸齒波信號VT或VS的上斜坡。平均電流模式控制的優(yōu)點是①平均電感電流能夠高度精確地跟蹤電流編程信號。②不需要斜坡補償。③調(diào)試好的電路抗噪聲性能優(yōu)越。④適合于任何電路拓撲對輸入或輸出電流的控制。⑤易于實現(xiàn)均流。缺點是①電流放大器在開關頻率處的增益有最大限制 ②雙閉環(huán)放大器帶寬、增益等配合參數(shù)設計調(diào)試復雜。

　　圖3.B為增加輸入電壓前饋功能的平均電流模式控制，非常適合輸入電壓變化幅度大、變化速度快的中國電網(wǎng)情況。澳大利亞R-T公司的48V/100A半橋電路通信開關電源模塊實際上采用圖3.B的控制方式。

　　4. 滯環(huán)電流模式控制PWM (HYSTERETIC CURRENT-MODE CONTROL PWM)：

　　滯環(huán)電流模式控制PWM為變頻調(diào)制，也可以為定頻調(diào)制。 如圖4所示，為變頻調(diào)制的滯環(huán)電流模式控制PWM。將電感電流信號與兩個電壓值比較，第一個較高的控制電壓值VC由輸出電壓與基準電壓的差值放大得到，它控制開關器件的關斷時刻；第二個較低電壓值VCH由控制電壓VC減去一個固定電壓值VH得到，VH叫做滯環(huán)帶，VCH控制開關器件的開啟時刻。滯環(huán)電流模式控制是由輸出電壓值VOUT、控制電壓值VC及VCH三個電壓值確定一個穩(wěn)定狀態(tài)，比電流模式控制多一個控制電壓值VCH，去除了發(fā)生次諧波振蕩的可能性，見圖4右下示意圖。因為VCH1=VCH2，圖4右下示意圖中的情況不會出現(xiàn)。其優(yōu)點：①不需要斜波補償。②穩(wěn)定性好，不容易因噪聲發(fā)生不穩(wěn)定振蕩。缺點：①需要對電感電流全周期的檢測和控制。②變頻控制容易產(chǎn)生變頻噪聲。

　　5. 相加模式控制PWM (SUMMING-MODE CONTROL PWM)：

　　圖5所示為相加模式控制PWM的原理圖。與圖1.A所示的電壓模式控制有些相似，但有兩點不同：一是放大器（E/A）是比例放大器，沒有電抗性補償元件。控制電路中電容C1較小起濾除高頻開關雜波作用。主電路中的較小的LF、CF濾波電路（如圖中虛線所示,也可以不用）也起減小輸出高頻雜波作用。若輸出高頻雜波小的話，均可以不加。因此，電壓誤差放大沒有延時環(huán)節(jié)，電流放大也沒有大延時環(huán)節(jié)。二是經(jīng)過濾波后的電感電流信號VI也與電壓誤差信號VE相加在一起構成一個總和信號VΣ與三角鋸齒波比較，得到PWM控制脈沖寬度。相加模式控制PWM 是單環(huán)控制，但它有輸出電壓、輸出電流兩個輸入?yún)?shù)。如果輸出電壓或輸出電流變化，那么占空比將按照補償它們變化的方向而變化。其優(yōu)點是：動態(tài)響應快（比普通電壓模式控制快3~5倍），動態(tài)過沖電壓小，輸出濾波電容需要較少。相加模式控制中的VI注入信號容易用于電源并聯(lián)時的均流控制。缺點是：需要精心處理電流、電壓取樣時的高頻噪聲抑制

　　結論

　　不同的PWM反饋控制模式具有各自不同的優(yōu)缺點，在設計開關電源選用時要根據(jù)具體情況選擇合適的PWM的控制模式。

　　各種控制模式PWM反饋方法的選擇一定要結合考慮具體的開關電源的輸入輸出電壓要求、主電路拓撲及器件選擇、輸出電壓的高頻噪聲大小、占空比變化范圍等。 PWM控制模式是發(fā)展變化的,是互相聯(lián)系的，在一定的條件下是可以互相轉(zhuǎn)化的。