新型電信/數(shù)據(jù)通信服務(wù)器電源的設(shè)計(jì)

前言

新一代電子線路迅速發(fā)展的重要標(biāo)志是功能和密度很高的高性能板卡的大量面世。面臨這種新趨勢(shì)，那么電源如何以最為廉價(jià)和高效的方式為這些高性能扳卡供電?這就是當(dāng)今對(duì)電源需求的一種新挑戰(zhàn)和新機(jī)遇。面對(duì)如此的現(xiàn)實(shí),我們采用 “商品化設(shè)計(jì)” 和“優(yōu)化設(shè)計(jì)”的思想來解決電源應(yīng)具備的高效和廉價(jià),乃至靈活與系列。即應(yīng)用新一代MAX5003電源控制芯片來設(shè)計(jì)新型電信/數(shù)據(jù)通信服務(wù)器電源。該新型電信/數(shù)據(jù)通信服務(wù)器電源在當(dāng)前可被大量用于電信/數(shù)據(jù)通信, 它適用于中央辦公室、PBX(專用小交換機(jī))、服務(wù)器以及任何輸入電壓需要為±36V至±72V的其它應(yīng)用場合。其DC-DC電源的典型輸出功率可在10W或100W更高，輸出電壓為5V。本文要介紹的是50W的電信/數(shù)據(jù)通信/服務(wù)器電源的設(shè)計(jì)方案。

一、 設(shè)計(jì)思想

對(duì)這類模塊電源要求,關(guān)鍵有3點(diǎn)：第一、要求初、次級(jí)之間的電氣隔離;第二、在很寬的輸入電壓范圍內(nèi)保持高效率;第三、應(yīng)有足夠的可靠性。據(jù)此，亦稱該電源為可用于電信/數(shù)據(jù)通信的隔離式開關(guān)電源。

1.以MAX5003芯片作為電源控制器設(shè)計(jì)本電源,其總電原理圖(±48輸入，5V/10A輸出)如圖1所示,電源的技術(shù)指標(biāo)見表1所示。

2. 源電路的拓?fù)?/strong>方案

(1) 采用單管正激變換器的拓?fù)浞桨浮?/p>

該方案既簡單又廉價(jià)而且在整個(gè)工作范圍內(nèi)具有比較高的效率和功率密度。(見圖1) 其隔離元件是一個(gè)純粹的脈沖變壓器T,并在這種拓?fù)涞幕A(chǔ)上需增加一個(gè)磁芯復(fù)位繞組T1-3、4 (與初級(jí)繞組T1-1、2的匝數(shù)相同并緊密耦合)見圖1。 該T1-3、4復(fù)位繞組與二極管D5組成復(fù)位電路,其作用是當(dāng)每個(gè)脈動(dòng)工作磁通之后，能每個(gè)周期的去掉變壓器磁芯剩磁通，防止因剩磁通累加導(dǎo)致變壓器磁芯飽和將功率開關(guān)器件Q1被損壞。

(2) 為此,有必要對(duì)正激變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)(圖2所示)作一簡述：

(a)中,脈沖隔變壓器T1初級(jí)繞組與次級(jí)繞組繞組的極性為同名端，因而向次級(jí)電路的能量(功率)傳送發(fā)生在功率開關(guān)Q1導(dǎo)通的時(shí)間內(nèi)，即功率開關(guān)Q1導(dǎo)通時(shí),DO1為正向偏置(DO2為反向正向偏)把變壓器T1初級(jí)能量的儲(chǔ)存到了電感L中. 而當(dāng)Q1截止時(shí),則DO1為反向偏置而續(xù)流二極管DO2為正向偏置, 并承載了全部電感電流.就這樣在輸出回路中儲(chǔ)存電感L中的能量通過電感L連續(xù)的傳遞給了負(fù)載。此時(shí)連接于復(fù)位繞組的 DC1因其導(dǎo)通(當(dāng)其復(fù)位繞組感應(yīng)電壓超過電源電壓Vin時(shí))使儲(chǔ)存于變壓器磁芯的能量返回到輸入電源并循環(huán)使用。在圖2(b)中所示,其功率開關(guān)Q1的漏極電流Id接近于矩形，具有一個(gè)小的基座。Isec為次級(jí)電流。

3. 變壓器T1初次級(jí)之間的隔離電壓可達(dá)1500v。

4. 自饋電路供電

當(dāng)電源啟動(dòng)之后，控制電路芯片MAX5003由變壓器T1初級(jí)T1-5、6繞組側(cè)所組成的自饋電路供電使效率有所提高。本開關(guān)電源的開關(guān)頻率可達(dá)250KHz。為此，儲(chǔ)能元件電感L1和變壓器T1尺寸可大大縮小。

二、脈寬調(diào)制PWM控制電路

采用新一代電源控制器的代表MAX5003芯片為核心及其外圍元器件所組成脈寬調(diào)制PWM控制電路。

MAX5003控制芯片的簡化框見圖3所示。之所以它是新一代電源控制器的代表, 因該IC芯片內(nèi)部集成了設(shè)計(jì)電信電源所必需的許多功能, 如包含了一個(gè)可以加速初速化(軟啟動(dòng))過程的高壓啟動(dòng)電路; 特別需要指出是，它具有獨(dú)特的電壓前饋補(bǔ)償功能,使穩(wěn)壓型電信電源的隔離與設(shè)計(jì)得到很大的簡化，對(duì)此先作說明。

1.電壓前饋補(bǔ)償功能。電壓前饋補(bǔ)償對(duì)開關(guān)電源來說是一個(gè)重要的設(shè)計(jì)要素,因它可以迅速響應(yīng)輸入電壓的化，在單個(gè)周期內(nèi)修正占空比，不需要緩慢的電壓控制環(huán)的介入, 從而明顯改善輸入抑制能力。為此大大有助于提穩(wěn)定的功率增益。

三、關(guān)于啟動(dòng)電路的設(shè)定

1.MAX5003控制器內(nèi)含一個(gè)高壓預(yù)調(diào)節(jié)器,即耗盡型FET三極管預(yù)調(diào)節(jié)器(見圖3所示), 它的漏極通過芯片引腳1(V+)接連至輸入電壓Vin，從V+引腳饋入功率, 使其導(dǎo)通，并消耗較大功率。此時(shí)該預(yù)調(diào)節(jié)器的作用是，使輸入電壓Vin，下降到能夠驅(qū)動(dòng)第一個(gè)低壓差調(diào)節(jié)器 (LDO1 Linear Reguator) 數(shù)值內(nèi)，LDO1輸入端由ES引腳引出并通過一小型陶瓷電容C1去耦。

2.Vdd電壓限制器

由變壓器T1初級(jí)偏置繞組T1-5、6的輸出經(jīng)D3管整流后送至由R14、三極管Q2和穩(wěn)壓管Z1(穩(wěn)壓值為14V∽15.5V)構(gòu)成的電壓調(diào)節(jié)電路, 其作用可將直接供給芯片的Vdd電壓限制在一個(gè)安全范圍內(nèi)。

3.偏置繞組T1-5、6工作在反激變換器模式

這和工作在正激模式的功率級(jí)正好相反，這可以節(jié)成本省掉一個(gè)濾波電感。而反激模式繞組所提供的能量來源于在功率開關(guān)Q1導(dǎo)通期間儲(chǔ)存于變壓器T1初級(jí)電感中的能量。

4. 啟動(dòng)過程分二步:

* 當(dāng)開始啟動(dòng)時(shí)，由第一個(gè)調(diào)節(jié)器LDO1 產(chǎn)生Vdd電源并接到外部引腳16上，并迫使Vdd端電壓高出10.75v, 使第一個(gè)LDO1將被禁止，關(guān)斷了高耗盡型FET預(yù)調(diào)節(jié)器, 從而降低了芯片的功率消耗，這點(diǎn)對(duì)于了輸入電壓Vin比較高時(shí)尤為重要。

* 由連接在Vdd LDO1之后的第二個(gè)線性調(diào)節(jié)器(LDO2 Linear Reguator) 的輸出用來產(chǎn)生一個(gè)Vcc電壓，該Vcc電壓是用來給芯片內(nèi)部邏輯電路、模擬電路和外部功率MOSFET三極管的驅(qū)動(dòng)器供電。需要強(qiáng)調(diào)的是，此該Vcc調(diào)節(jié)器具有一條鎖定線，可以在產(chǎn)生Vcc 未穩(wěn)定時(shí)將N溝道功率MOSFET驅(qū)動(dòng)器的輸出到地短路。

四、脈沖隔離變壓器T參數(shù)的設(shè)定

變壓器T參數(shù)的設(shè)定見表2所示，其變壓器電原理見圖1所示，各繞組的相位關(guān)系由端點(diǎn)的黑標(biāo)表示。

因該降壓高頻脈沖變壓器是一個(gè)隔離元件，故設(shè)計(jì)參數(shù)時(shí)應(yīng)考慮以下幾個(gè)指標(biāo)：

1.引發(fā)工作損耗的初、次級(jí)的直流電阻和交流電阻，其交流損耗部分是由于高頻趨膚與鄰近效應(yīng)及渦流所引起，為此線圈結(jié)構(gòu)的選擇對(duì)于這種損耗有重大影響。本設(shè)計(jì)中選用磁芯結(jié)構(gòu)的規(guī)格為EFD20型其材料為高頻鐵氧體。

2.漏感。這是非常關(guān)鍵的雜散參數(shù)，它的大小直接影響向次級(jí)傳送功率的效果，因此必須降低該參數(shù)，而低漏感也可降低初級(jí)損耗。本設(shè)計(jì)中，部分漏感能量被開關(guān)管Q1耗散掉。

3.勵(lì)磁電感 這是從初級(jí)端T1-1、2看進(jìn)去而同時(shí)其它所有繞組端子均開路時(shí)電感。

五、輸出與反饋電路

1.在變壓器次級(jí)二端選用RC網(wǎng)絡(luò)(R13/C12)并聯(lián), 以此降低次級(jí)輸出的振蕩。

2.選用低正向壓降的雙肖特基二極管D4作為整流管，SBL2040CT型二極管額定電流為20A，反向擊穿電壓為40v。應(yīng)加散熱器進(jìn)行冷卻，因流過D4管整流的總平均電流為10A，其功率耗散為5.5W。圖4為次級(jí)側(cè)的輸出波形，波形上的負(fù)向尖峰電壓，將被二極管D4所吸收。

需要注意的是：為降低EMI并改善功率傳送的效率,從變壓器T1次級(jí)到肖特基二極管D4間的距離要盡可能短。

3.L1電感量為4.7μh,它是一個(gè)低串聯(lián)電阻、低損耗、大電流電感,能傳送10A電流。輸出電容可用旦電解電容或鋁解電容C7 C13 C14，為進(jìn)一步降低的開關(guān)噪聲，還并聯(lián)0.1uf陶瓷電容C15，本電路中通過電容的交流RMS電流約為0.8A RmS，所以應(yīng)安全地平滑紋波電流。

4.由U3(TL431AID)高精度穩(wěn)壓器和U2(MOC27)光耦合器等組成反饋電路, 以實(shí)現(xiàn)對(duì)輸出電壓的穩(wěn)定控制。

為此,通過接于Vout輸出端和TL431基準(zhǔn)端之間的分壓電阻R11/R12，將U3的輸出1腳(TL431的陰極)設(shè)定在穩(wěn)定的5v(即將TL431接成為恒壓源),并接于MOC27輸入端LED發(fā)光二極管的負(fù)極，而MOC27輸出回路(光敏三極管的C極與e極) 接至芯片MAX5003的CON腳與地。其穩(wěn)壓控制過程是：若Vout電壓升高時(shí)，則流過MOC27中LED的電流將增加(即TL431的陰極電流增加), 則光敏三極管的電流Ice增加而Uc電位下降，從而使MAX5003占空比降下來，又使Vout輸出電壓下降,實(shí)現(xiàn)了Vout輸出電壓的穩(wěn)定。反之，當(dāng)Vout電壓降低時(shí)，工作過程相反，也將Vout輸出電穩(wěn)定。