用于離網(wǎng)型光伏發(fā)電中帶儲能的新穎多電平逆變器

前言

光伏(PV)技術(shù)可提供清潔、安全又可靠的可再生能源，無活動部件，運行成本低廉，維護要求最低，零燃料成本和長使用壽命(20年以上)。這一系列優(yōu)點使得離網(wǎng)型光伏應用在技術(shù)上是可行的，經(jīng)濟上極具競爭力。光伏發(fā)電已被證實，能滿足未來能源的一些社會需求，是非污染的發(fā)電方式。在印度已經(jīng)配置 450,000個離網(wǎng)光伏系統(tǒng)(典型的35-100Wp容量);在發(fā)展中國家，比如尼泊爾(61%)大多數(shù)人口還未用上電，目前政府已優(yōu)先對市郊、農(nóng)村推廣電氣化，而離網(wǎng)技術(shù)的光伏發(fā)電是最普遍采用的發(fā)電技術(shù)之一。

離網(wǎng)PV應用的典型例子之一，是在美國科羅拉多州的VanGeet離網(wǎng)型光伏基地的1kW PV陣列。此例中，延長電力網(wǎng)1.5英里達到建筑物的造價估計為100,000美元，其中，包括帶MPPT(最大功率點跟蹤)控制器的非晶硅PV陣列，42.7kWh蓄電池組合4kW的逆變器，將這些與高能效的建筑設計組合一起，證明在經(jīng)濟上和環(huán)保上都是很成功的。

2010年全球航運的光伏應用已超過16GWp，結(jié)晶硅材料占該市場的87%。雖然已經(jīng)報道世界級多晶硅電池效率高達20.3%，典型的可購商品多晶硅模塊公布的效率僅為13.4%，但仍選定它作為這一研究的基礎(chǔ)。由于光伏陣列的發(fā)電要求由太陽能提供光子，故光伏陣列在夜間不發(fā)電，而在多云或局部陰天氣候下發(fā)出的電低于峰值功率，光伏陣列發(fā)電具有間斷性。為保證離網(wǎng)光伏應用中的連續(xù)性，這些因素則要求蓄電池儲能。

由光伏陣列輸出的直流首先要通過逆變器變成交流(DC-AC)，已公布的逆變器效率范圍是85.8%-92.4%(最高效率)。然而，當利用多晶硅光伏陣列時，逆變器總的系統(tǒng)效率為10%左右，在這么低的轉(zhuǎn)換效率下，與逆變器相關(guān)的損耗應降低到最小。

本文介紹了離網(wǎng)型光伏應用中開關(guān)頻率低的13電平級聯(lián)多電平逆變器。因太陽光伏陣列產(chǎn)生的電壓低，一般要使用升壓變壓器或DC-DC升壓變換器。以便獲得230V的輸出功率。對于DC-AC的變換，通常采用脈寬調(diào)制(PWM)逆變器，但因為對開關(guān)器件產(chǎn)生高的dv/dt應力、大的損耗、電磁干擾(EMI)問題，以及較高的THD(總諧波失真)等，故目前正考慮采用多電平的逆變器。

一、光伏系統(tǒng)

整套離網(wǎng)光伏系統(tǒng)設計有6個PV陣列，每塊陣列板有5個并聯(lián)模塊，每一模塊含90塊電池。MPPT為50-60V，輸出功率135W。

1.13電平級聯(lián)逆變器

圖1所示為13電平級聯(lián)逆變器的電路圖。在此逆變器中，有6個串聯(lián)連接的H橋并以基波頻率運行，與其它的多電平拓撲例如，二極管鉗位、飛跨電容器、級聯(lián)的H橋PWM以及級聯(lián)的變壓器PWM比較，新研制的逆變器有很多優(yōu)越性。這些優(yōu)點包括：低開關(guān)損耗、簡單的開關(guān)技術(shù)和最少的元部件數(shù)。而且，這一結(jié)構(gòu)形式像二極管鉗位和飛跨電容器逆變器那樣，在損耗最小的情況下，勿需先進的充電-平衡技術(shù)或復雜的開關(guān)技術(shù)。

如圖1所示，6個獨立的光伏系統(tǒng)，分別與接到每一個H-橋的蓄電池并聯(lián)，蓄電池儲能的電壓電平和光伏系統(tǒng)應這樣設計，要使得逆變器基本部件的輸出電壓等于230 V.。100μF電容器跨接在逆變器的輸出端，其工作就像功率因數(shù)校正電路的電容器和濾波器一樣。

為獲得13電壓電平，如圖1所示串聯(lián)連接H-橋。表1和表2列出開關(guān)的模式。每一H-橋為3電平逆變器，并能按照開關(guān)狀態(tài)產(chǎn)生輸出電壓+Vdc/6, o, -Vdc/6( Vdc為圖2所示多電平電壓輸出的峰值)。為得到正的輸出電壓，開關(guān)S1、S2 、 S3、 S4、 S5 和S6 應接通，而S(_)1、S(_)2 、 S(_)3、 S(_)4、 S(_)5 和S(_)6斷開;另一方面，要得到負的輸出電壓，S(_)1、S(_)2 、 S(_)3、 S(_)4、 S(_)5 和S(_)6 應接通，而S1、S2 、 S3、 S4、 S5 和S6 斷開。在此逆變器中，為獲得不同的電壓等級，6個H-橋?qū)⒁圆煌难舆t：β1、β2…β6 進行切換，如圖2所示。為了以最小的THD優(yōu)化基波電壓分量，β1、β2…β6 分別選擇為5。 ，15。 ，25。 ，36。 ，49。 和67。 。

2.開關(guān)脈沖發(fā)生器

每一H-橋的開關(guān)脈沖發(fā)生器，由信號發(fā)生器和信號比較器組成。信號發(fā)生器產(chǎn)生增益=1的正弦調(diào)制信號，周期為T;而載波信號的梯形周期為6T(圖3所示)。在信號比較器內(nèi)，

調(diào)制信號和載波信號進行比較。以產(chǎn)生開關(guān)信號。圖3給出在H-橋1產(chǎn)生正電壓時開關(guān)1發(fā)出的開關(guān)信號。如圖3所示，當正弦調(diào)制信號大于載波信號時，信號發(fā)生器輸出1;相反，則輸出為0。在輸出開關(guān)信號至S2 的情況下(H-橋2)，圖3中載波信號的梯形則向右位移時間Ts。這樣，當橋1的載波信號為sin(β1 ), 橋2的載波信號則為

sin(β2 )。

如上所述，開關(guān)脈沖發(fā)生器在相應的延遲角(β1、β2…β6 )下接通和斷開相關(guān)的H-橋，在其端子上產(chǎn)生+Vdc/6,0,或-Vdc/6的電壓。如果橋1至橋6經(jīng)常分別在延遲角β1、β2…β6 接通，接到橋1的儲能用蓄電池輸出最大的能量(其導通從β1 到π–β1 )時，而橋6輸出能量則最小(其導通從β6 到π–β6 )。為避免這樣，每橋的延遲角在每個周期內(nèi)轉(zhuǎn)動，如橋1至橋6，以延遲角β1、β2…β6

在第一電壓周期內(nèi)接通;在第二電壓周期內(nèi)它們則以延遲角β2、β3 …接通。按照這一方式，在第六周期后，從每一儲能蓄電池漏泄的能量則相等。開關(guān)脈沖發(fā)生器是通過調(diào)制信號與6T周期梯形載波信號的比較達到這一點的，梯形載波信號如圖3所示在sin(β1 )、 sin(β2) 、sin(β3) 、sin(β4 ) 、 sin(β5 ) 和sin(β6 )下具有6個明顯不同的電壓電平。

3.蓄電池的數(shù)學模型

本項研究中，利用了1Ah鋰電子電池組件作為貯能系統(tǒng)。假定蓄電池的內(nèi)電阻不變，1Ah鋰離子電池的動態(tài)模型已經(jīng)推導出。蓄電池的容量不取決于電流的幅值，且蓄電池無

溫度效應、記憶效應和自放電。研究中利用該蓄電池模型是在充電狀態(tài)(SOC)為唯一狀態(tài)變數(shù)和凈放電電流為輸入變數(shù)的情況下。這一模型代表三種工業(yè)蓄 電池形式：Li離子、

NiCd(鎳鎘)、NiMH(鎳氫化物)制造廠的曲線。在這一模型中，基于蓄電池實際SOC的蓄電池開路電壓，用以下方程式描述：

式中，Ebatt —內(nèi)部電壓(V);Eo—蓄電池電壓常數(shù)(V);k—極化電壓(V);SOC—充電狀態(tài)(%);Q—蓄電池容量(Ah);A—指數(shù)區(qū)幅值(V);B—指數(shù)區(qū)時間常數(shù)的倒數(shù)Ah-1;Vbatt —端電壓(V);Ibatt —蓄電池電流(A);Rbatt —— 內(nèi)電阻(Ω);參數(shù)A、B、K、E由制造廠的蓄電池放電曲線確定。

4.光伏(PV)模型

籍助PACAD/EMTDC軟件給出的PV模型用于模擬研究。這一模型由理想的電流源、并聯(lián)的二極管和串聯(lián)的電阻器組成。該模型的輸出電流取決于太陽的輻照度，電池的溫度和端部的輸出。模型的輸出電流由下式給出：

式中，IA —輸出電流(A);Isc —短路電流(A);取決于太陽的輻射和電池的溫度;NS —串聯(lián)的模塊數(shù);Np—并聯(lián)的模塊數(shù);Io —二極管的飽和電流(A);V—端電壓(V);n—二極管的理想常數(shù);VT —模塊的端電壓(V)。

模擬試驗中采用的PV模塊，有90個電池串聯(lián)，其開路電壓為75V，短路電流2.5A.圖4所示為PV模塊的V-I特性曲線。按照圖中的曲線，最大功率點的電壓在55-60V之間。

二、各種多電平逆變器拓撲的比較

1.元件數(shù)量的比較

表3列出了新研制13電平逆變器和其它多電平逆變器之間元件數(shù)量的比較。對比中選擇的拓撲結(jié)構(gòu)包括:二極管鉗位型、飛跨電容器型、基于PWM的級聯(lián)H-橋型和基于PWM的級聯(lián)變壓器型。

圖5(a)和(b)所示為3電平二極管鉗位和飛跨電容器逆變器的結(jié)構(gòu)。在對比中新研制的13電平逆變器，具有24個串聯(lián)的絕緣柵雙極晶體管(IGBT);基于PWM的級聯(lián)H-橋變換器，具有圖1所示相同的拓撲，但每個H-橋中的開關(guān)是利用PWM開關(guān)模式進行切換的，基于PWM的級聯(lián)變壓器型多電平逆變器則是需要4電平專用變壓器的一個特殊設計。

基于PWM的級聯(lián)變壓器型多電平逆變器，具有最少的開關(guān)數(shù)和獨立直流電源數(shù)，但它需要安裝一特殊變壓器。當與新研制逆變器二者輸出相同的功率時，雖然其開關(guān)數(shù)最少，但流過這些開關(guān)的電流都比新逆變器的大。

與二極管鉗位型或飛跨電容器型逆變器比較時，新研制逆變器具有較少的元件數(shù)，因它無需鉗位二極管和平衡電容器。而且，新研制逆變器在模塊化電路配置和包裝組件時很理想。

2.開關(guān)損耗和變壓器損耗的比較

實際上可控制的開關(guān)器件，如IGBT和MOSFET(金屬氧化物半導體場效應管)作為典型，都具有幾納秒(ns)的接通與斷開的延遲。當接通和斷開器件時，這些延遲會產(chǎn)生功率損耗。在逆變器中的開關(guān)損耗，與開關(guān)頻率、負載電流和調(diào)制率成比例。當功率因數(shù)為1、輸出恒功率10KW時，新研制逆變器其開關(guān)頻率為50Hz，開關(guān)電流約為40A。如假定開關(guān)器件為FGH40N60SFD、500V、40A場阻斷(field stop)結(jié)構(gòu)的IGBT,則在上述的條件下開關(guān)的損耗約為0.99W。當其操作在功率因數(shù)為1時，新研制逆變器的12個開關(guān)是在零電流下接通和斷開的。而在基于PWM的多電平逆變器內(nèi)，相同條件下當開關(guān)頻率為1KHz時，其開關(guān)損-耗約19.8W。

從表4看到，新研制逆變器在功率因數(shù)為1時，因為開關(guān)頻率低，且不用變壓器，故具有最高的頻率。

變壓器有其本身的損耗，例如線圈的電阻、磁滯和渦流，雜散損耗和機械損耗。為將光伏系統(tǒng)與電網(wǎng)連