完整傳感器數(shù)據(jù)采集解決方案應對系統(tǒng)設計挑戰(zhàn)
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表1對ADAS3022和分立信號鏈的噪聲性能進行了比較，并利用每個元件的輸入信號幅度、增益、等效噪聲帶寬(ENBW)和折合到輸入端的(RTI)噪聲，計算整個信號鏈的總噪聲。
表1. ADAS3022和分立信號鏈的噪聲性能
AD8475和AD7982（圖2）之間的單極點低通濾波器(LPF)可以衰減來自AD7982的開關電容輸入的反沖，限制高頻噪聲量。LPF的–3 dB帶寬(f–3dB)為6.1 MHz（R = 20 Ω，C = 1.3nF），在1 MSPS速率下進行轉換時，可快速建立輸入信號。LPF的ENBW計算方法為：
ENBW = π/2 × f–3dB= 9.6 MHz.
請注意，此計算方法忽略了來自基準電壓源和LPF的噪聲，因為它不會對主要由PGIA決定的總噪聲產(chǎn)生很大影響。
以使用±5 V輸入范圍為例。在此情況下，AD8251的增益設置為2。漏斗放大器設置的固定增益為0.4，適用于所有四種輸入范圍。因此AD7982要處理0.5V至4.5V的差分信號(4 V p-p)。ADG1208的RTI噪聲從Johnson/Nyquist噪聲公式得出：en2= 4KBTRON，其中KB= 1.38 × 10-23J/K，T = 300K，RON= 270 Ω。AD8251的RTI噪聲由數(shù)據(jù)手冊中增益為2時的27 nV/√Hz噪聲密度得出。同樣，AD8475的RTI噪聲也由10 nV/√Hz噪聲密度得出，使用的增益為0.8 (2 × 0.4)。在這些計算中，ENBW = 9.6 MHz。AD7982的RTI噪聲則根據(jù)數(shù)據(jù)手冊中增益為0.8時的95.5 dB SNR計算得到。整個信號鏈的總RTI噪聲根據(jù)分立元件的RTI噪聲的方和根(rss)計算。89.5 dB的總SNR可通過公式SNR = 20 log(VINrms/RTITotal)計算。
雖然分立信號鏈的理論噪聲估計值(SNR)和整體性能與ADAS3022相當，特別是在低增益（G = 1和G = 2）和低吞吐率（遠低于1 MSPS）條件下，但它并非理想解決方案。與分立式解決方案相比，ADAS3022可以節(jié)省大約50%的成本和大約67%的電路板空間，它還可以接收其他三個輸入范圍（±0.64 V、±20.48 V、±24.576 V），這是分立式解決方案無法提供的。
結論
下一代工業(yè)PLC模塊需要高精度、可靠運行和功能靈活性，所有這些特性都必須通過外形小巧的低成本產(chǎn)品提供。ADAS3022具有業(yè)界領先的集成度和性能，支持廣泛的電壓和電流輸入，以便處理工業(yè)自動化和過程控制的各種傳感器信號。ADAS3022是PLC模擬輸入模塊和其他數(shù)據(jù)采集卡的理想之選，它使得工業(yè)制造商能夠讓他們的系統(tǒng)具有與眾不同的特性，同時滿足更加嚴苛的用戶要求。
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