滿足工業(yè)需求的4–20mA電流環(huán)變送器設計考量及性能分析
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4~20mA電流環(huán)廣泛用作工業(yè)領域的模擬通信接口，可以方便地通過雙絞線將遠端傳感器數(shù)據(jù)傳送到控制中心的可編程邏輯控制器(PLC)。這種接口簡單、可實現(xiàn)數(shù)據(jù)的長距離可靠傳輸，具有良好的抗噪性，實施成本較低，非常適合長期的工業(yè)過程控制以及遠端自動監(jiān)測。
毫無疑問，工業(yè)發(fā)展和當今所有的電子應用一樣，需求強勁，要求精度更高、功耗更低，并在-40°C至+105°C擴展工業(yè)級溫度范圍內可靠工作，具備更高的安全性和系統(tǒng)保護，還要求支持高速可尋址遠端傳感器(HART)協(xié)議?？偠灾@些要求使得當今的4~20mA電流環(huán)設計頗具挑戰(zhàn)性。
本文介紹了如何開發(fā)4~20mA電流環(huán)變送器并進行性能分析，以及如何選擇滿足嚴苛工業(yè)要求的元器件。提供誤差分析測試數(shù)據(jù)、熱特征數(shù)據(jù)、原理圖以及分析軟件。
工作原理及關鍵設計參數(shù)
我們首先從參考設計入手，圖1所示為高性能、低功耗、4~20mA電流環(huán)變送器的方框圖，該設計大幅減少了元件數(shù)量，具有最高性價比。
圖1：4~20mA環(huán)路供電變送器參考設計，由MAX5216 16位DAC(U1)、MAX9620運算放大器(U2)、MAX6133電壓基準(U3)和MAX15007LDO(U4)組成。
該參考設計采用低功耗、高性能元件，25°C時精度優(yōu)于0.01%；整個溫度范圍內，精度優(yōu)于0.05%，支持工業(yè)上最嚴格的4~20mA電流環(huán)要求。該設計采用低功耗16位DAC(U1)；零失調、滿擺幅輸入輸出(RRIO)、高性能運算放大器(U2)；電壓基準(U3)；以及40V低靜態(tài)電流LDO(U4)。
U3電壓基準為U1提供低噪聲、5ppm/°C (最大值)低溫漂和高的2.500V電壓。智能傳感器微控制器通過3線SPI總線向U1發(fā)送命令。U1輸出經過分壓并被Q1功率MOSFET、10? (±0.1%)檢流電阻(RSENSE)以及U2轉換為環(huán)路電流。U1、U2和U3器件由U4供電，后者由環(huán)路直接供電。限流電路由雙極型晶體管Q2和檢測電阻(R6)構成，這樣可將環(huán)路電流限制在大約30mA，防止失控條件以及損壞PLC側的ADC。肖特基二極管(D1)保護變送器不受反向電流損害。
性能分析
參考設計工作于低功耗，所選元件的最大耗流在+25°C時小于200?A；在-40°C至+105°C溫度范圍內小于300uA。U2運算放大器在時間和整個溫度范圍的輸入失調電壓為25uV(最大值)，理想用于高精度、高可靠性系統(tǒng)。10Ω檢流電阻允許使用較低的環(huán)路供電電壓；小電阻耗散功率較低，允許使用小封裝，從而進一步減小變送器尺寸。例如，如果只有10? RSENSE和10Ω負載，其上最大壓降在30mA時為600mV。U4 LDO在提供3.3V輸出時只需連接4V電源電壓即可正常工作，最小環(huán)路電壓可低至5V。但是，如果PLC負載為250Ω，那么最小環(huán)路電源電壓必須為4V + 30mA × (10 + 250)Ω = 11.8V。
注意，為了更精確地估算最小環(huán)路供電電壓，還必須考慮環(huán)路電源內阻。
測試期間，輸出在10Ω時呈現(xiàn)出一定的噪聲。增大RSENSE電阻值將增大功耗和最小環(huán)路供電電壓，但也降低了環(huán)路噪聲。這種綜合平衡可由用戶控制。
U2運算放大器跟蹤R2和RSENSE上的壓降，在其兩個輸入節(jié)點維持0V。該電路滿足以下關系式：
式中：
IOUT為環(huán)路電流；
I(R2)為通過R2的電流；
I(R1)為通過R1的電流；
I(R3)為通過R3的電流。
式2中，我們假設U2的IN+和IN-輸入電流為0。按照式1和式2，4mA初始環(huán)路電流由I(R3)電流設置，而I(R1)為0。所以：
通過R3的電流等于U3電壓基準輸出除以R3。式3可重寫為：
根據(jù)有關通過4~20mA電流環(huán)路發(fā)送故障信息的Namur NE43建議，測量信息的信號范圍為3.8mA至20.5mA，允許過程讀數(shù)發(fā)生略微的線性超量程。有些情況下，當定義了附加故障條件時，甚至會需要更大的動態(tài)范圍，比如3.2mA至24mA。因此，選擇R2=24.9k，IOUT_INIT=3.2mA，從式4求解R3，得到：
1.945MΩ電阻成本較高，更重要的是，不太適合自動化生產，也不利于現(xiàn)場校準。因此，更好的方法是采用標準的1%容限電阻，通過校準確保U1 DAC的4mA失調電流和20mA滿幅電流精度。這種情況下，需要校準部分數(shù)字編碼，以確保要求的精度。所以，I(R1)=VDAC/R1，其中VDAC為U1 DAC輸出電壓。上式重寫為：
最后，式1可重寫為：
誤差分析和性能優(yōu)化
+25°C下變送器誤差
表1所示為+25°C時4~20mA電流環(huán)路中的無源元件和VREF的誤差分析，數(shù)據(jù)基于式8。建議設計者利用數(shù)據(jù)表進行結果分析，找到4mA、20mA及24mA IOUT的對應編碼。
表1：4~20mA電流環(huán)變送器誤差分析。
因此，如果R3電阻為1%容限的2MΩ標準電阻，將U1 DAC設置為2682十進制碼，那么得到的初始環(huán)路電流為4.00015mA。注意，由于高分辨率U1 DAC校準消除了個體元件的誤差，計算得到的總誤差遠遠小于個體元件的容限。
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