基于24V電源的雙環(huán)電流型PWM控制器的設(shè)計(jì)
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時(shí)間：2016-12-19
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(a) 乘法器實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)校正
(b) 電壓跟隨器實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)校正
圖2 功率因數(shù)校正方法
3.2 電流型PWM控制器功率因數(shù)校正方法
由于乘法器的價(jià)格昂貴，改用加法電路來(lái)實(shí)現(xiàn)乘法器的功能。為了使電感電流的包絡(luò)為正弦，必須使電流檢測(cè)比較器反相輸入端的輸入電壓為正弦饅頭波，基本電路如圖3所示。
圖3 電流型PWM控制器功率因數(shù)校正方法
當(dāng)N1負(fù)端加上電整流取樣而得到正弦饅頭波時(shí)，經(jīng)二極管降壓及電阻分壓，加到電流感應(yīng)比較器負(fù)端信號(hào)為1/3的正弦饅頭波，從而使電感電流的包絡(luò)正弦化。當(dāng)然，在實(shí)際使用中還需要進(jìn)行閉環(huán)控制，才能夠得到穩(wěn)定的輸出電壓。
4 電流型PWM控制器斜坡補(bǔ)償方法
4.1 峰值電流與平均輸出電感電流
由于24V電源功率開(kāi)關(guān)管的峰值電流由PWM控制器保持恒定控制，也就是說(shuō)，電感的峰值電流也保持恒定，但直流輸出電壓正比于輸出電流平均值而不是峰值電流，當(dāng)輸入電壓減小時(shí)，為了使電流恒定，占空比將調(diào)節(jié)為δ2，這時(shí)平均電流將上升為I2，輸出電壓也將上升。在電壓型控制器中將不會(huì)出現(xiàn)這種問(wèn)題，但在電壓型控制器件下，僅有輸出電壓得到控制。因此，為了解決以上問(wèn)題，在電流型控制器中需采用斜坡補(bǔ)償加以解決。為了維持一個(gè)恒定的平均電流(輸出電壓)，要求有一個(gè)與占空比無(wú)關(guān)的電流波形補(bǔ)償斜坡，當(dāng)(Ns/Np) Rs(m2/2) = m成立時(shí)，輸出電感平均電流與Ton無(wú)關(guān)，則保持了輸出電壓恒定。如圖4所示。
圖4 電流型PWM控制器平均電流曲線
4.2 斜坡補(bǔ)償?shù)膶?shí)現(xiàn)
斜坡補(bǔ)償可以用圖5所示電路來(lái)實(shí)現(xiàn)。一般R1的阻值預(yù)先設(shè)定，再計(jì)算R2的阻值，很重要的一點(diǎn)是R2的阻值應(yīng)足夠高，以避免使振蕩器產(chǎn)生振蕩頻率漂移。
圖5 斜坡補(bǔ)償原理
從斜坡端接電阻R2至電流感應(yīng)端，這時(shí)Rs上的感應(yīng)電壓增加斜坡的斜率與平滑的誤差電壓進(jìn)行比較，這在占空比達(dá)到50%以上時(shí)非常有效。R2阻值的一般計(jì)算步驟如下：
a) 計(jì)算次級(jí)電感下斜坡：S1 = di/dt (單位為A/μs)；
b) 計(jì)算初級(jí)電感下斜坡：S2 = S1 Ns/Np (單位為A/μs)；
c) 計(jì)算檢測(cè)電阻上的斜坡電壓：V1 = S2 Rs (單位為V/μs)；
d) 計(jì)算定時(shí)電容器CT上的振蕩器斜坡電壓：S = dVosc/Ton (單位為V/μs)；
e) 若令斜坡補(bǔ)償量M = 0.75,R1的阻值R1設(shè)為1kΩ,則R2 = R1 (Vs/VS2) M。
5 結(jié)束語(yǔ)
隨著24V電源電流型PWM控制器被越來(lái)越廣泛地應(yīng)用，正確掌握使用方法可以節(jié)約大量設(shè)計(jì)時(shí)間，并能取得較好的設(shè)計(jì)效果，因而是使用這一類(lèi)控制器必須注意的問(wèn)題。而本文針對(duì)電壓型脈寬調(diào)制器(PWM)控制器只有電壓控制環(huán)、電流變化滯后電壓變化、系統(tǒng)響應(yīng)速度慢、穩(wěn)定性差等固有缺點(diǎn)，提出了一種基于24V電源的雙環(huán)電流型PWM控制器的設(shè)計(jì)方案。該方案由于既對(duì)電壓又對(duì)電流起控制作用，所以控制效果較好在實(shí)際中得到廣泛應(yīng)用。
評(píng)論