包絡(luò)跟蹤基礎(chǔ)原理與測試方案

1. 為什么選擇包絡(luò)跟蹤技術(shù)？

當(dāng)輸出功率達(dá)到峰值，即發(fā)生增益壓縮時，功率放大器達(dá)到最高運行效率。對于典型的W-CDMA/HSPA+/LTE制式，當(dāng)設(shè)備以最大輸出功率運行時，效率可能高達(dá)50%。然而，由于W-CDMA和LTE等現(xiàn)代通信標(biāo)準(zhǔn)使用的是峰均比(PAPR)越來越高的調(diào)制信號，效率將會顯著降低。而且，由于放大器的幅值響應(yīng)在壓縮區(qū)會變得高度非線性化，輸出功率通常由于峰均比而無法達(dá)到峰值。對于LTE波形，峰均比最高可達(dá)7或8 dB，導(dǎo)致功率放大器以遠(yuǎn)低于最佳功率值的平均輸出功率運行。

雖然有幾種技術(shù)可以用來改進功率放大器的功率附加效率，以數(shù)字預(yù)失真技術(shù)(DPD)為例，但包絡(luò)跟蹤技術(shù)迅速引起了功率放大器廠商們的注意。事實上十年來，基站一直采用包絡(luò)跟蹤技術(shù)，不僅提高了效率，同時也降低了由于能量轉(zhuǎn)化成熱量而導(dǎo)致的冷卻需求。

2. 包絡(luò)跟蹤技術(shù)的原理

包絡(luò)跟蹤技術(shù)的原理在于使放大器盡可能地在壓縮區(qū)運行。該項技術(shù)基于這一事實：功率放大器的效率峰值點和輸出功率峰值點都會隨著供電電壓(Vcc)的變化而變化.圖1顯示了不同供電電壓值下，功率附加效率與輸出功率的函數(shù)關(guān)系。我們可以看出峰值效率的輸出功率隨著供電電壓的增大而增大。

圖1不同供電電壓下PAE與輸出功率之間的關(guān)系

包絡(luò)跟蹤技術(shù)的基本思路是找出瞬時輸出功率映射與最優(yōu)化供電電壓值的對應(yīng)關(guān)系，從而使放大器盡可能長時間地處于壓縮臨界區(qū)。理論上，運用包絡(luò)跟蹤技術(shù)在這種特定的放大器上得到的PAE如圖1中的綠色線條所示。從圖中可以看出，有效PAE遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于采用固定供電電壓得到的PAE。基于這些數(shù)據(jù)，我們可以創(chuàng)建一個查詢表(LUT)，將輸出功率和PAE最優(yōu)化時的供電電壓值對應(yīng)起來（如圖2）。請注意，在供電電壓為1V時出現(xiàn)了一個下限。我們后面會介紹這個下限對帶寬的影響。雖然從理論上看通過調(diào)節(jié)供電電壓信號來使PAE達(dá)到最大是一個不錯的想法，但實際執(zhí)行是有難度的。當(dāng)供電電壓作為輸出功率的函數(shù)不斷變化時，放大器的增益也會隨之大幅變化，導(dǎo)致AM-AM失真增大。這種影響可以通過使用較小范圍的供電電壓電平來弱化，這需要設(shè)計人員在PAE和AM-AM失真之間進行權(quán)衡。基帶射頻波形可以通過DPD（數(shù)字預(yù)失真）算法來修正包絡(luò)跟蹤導(dǎo)致的失真。

圖2最優(yōu)化供電電壓值與輸出功率的對應(yīng)關(guān)系

圖1中所示的PAE的值是基于連續(xù)波信號。根據(jù)這些附加效率值和特定波形輸出功率的概率密度函數(shù)(PDF)就可以估算調(diào)制信號的期望PAE，如等式1所示：

圖3顯示的是測試用例1 W-CDMA波形的概率密度函數(shù)，波形的平均射頻功率為0 dBm，可用于該等式中。通過將波形轉(zhuǎn)換為特定平均輸出功率，我們就可以根據(jù)這一特定調(diào)制信號來估算放大器的效率。

圖3測試用例1 W-CDMA波形的概念分布密度函數(shù)

這種算法將PAE視為隨機變量并假設(shè)PAE與Pout測量值之間的關(guān)系是靜態(tài)的，即這一關(guān)系不會隨時間改變。雖然根據(jù)圖3的計算，我們可以得到比較精確的PAE近似值，但實際中PAE會由于放大器的記憶效應(yīng)和溫度導(dǎo)致的增益變化而隨著時間發(fā)生小幅變化。圖4顯示了測試用例1 W-CDMA調(diào)制波形在固定供電Vcc下的PAE測量值和計算值，以及在包絡(luò)跟蹤狀態(tài)下的期望PAE（假定供電電壓調(diào)節(jié)器處于理想狀態(tài)）。我們注意到PAE的期望曲線和測量曲線非常接近，而且僅在輸出功率較高時才開始發(fā)生偏離。這種偏離很可能是由于功率放大器的記憶效應(yīng)。將理想包絡(luò)跟蹤電源下的期望PAE（綠色曲線）和固定Vcc下的測試值（藍(lán)色曲線）進行比較，我們發(fā)現(xiàn)理論上在較大的輸入范圍內(nèi)前者的值可以達(dá)到后者的兩倍。

圖4固定供電Vcc測試用例1 W-CDMA波形的理論和測量PAE以及ET供電Vcc下波形的PAE

雖然包絡(luò)跟蹤可大大提高效率，但是我們需要認(rèn)識到在包絡(luò)跟蹤功率放大器的設(shè)計上有許多要權(quán)衡的部分。事實上某個參數(shù)的優(yōu)化需要對系統(tǒng)中的其他參數(shù)進行權(quán)衡。因此，在給定的輸出功率下選擇最優(yōu)的Vcc電平是一個需要反復(fù)迭代的設(shè)計過程，而且需要能夠快速地做出可靠的測試設(shè)計決策。

3. 包絡(luò)跟蹤測試挑戰(zhàn)

包絡(luò)跟蹤測試使得原本就復(fù)雜的系統(tǒng)變得愈加復(fù)雜。為了讓功率放大器成功地執(zhí)行一項包絡(luò)跟蹤計劃，射頻基帶波形和供給電壓之間必須緊密同步。如圖5所示，一個典型的包絡(luò)跟蹤測試系統(tǒng)包括一個射頻信號發(fā)生器和分析儀、用于控制功率放大器的高速數(shù)字波形發(fā)生器以及一個用于為放大器供電的電源。

圖5典型的包絡(luò)跟蹤測試裝置

4. 電源

包絡(luò)跟蹤測試所面臨的一項重要挑戰(zhàn)是電源波形對高帶寬的需求。包絡(luò)波形對帶寬的需求通常遠(yuǎn)大于射頻波形的需求。為了分析這一現(xiàn)象，我們以圖2中所示的電壓-輸出功率曲線和一個10MHz帶寬的LTE信號為例。圖6給出了PAE最優(yōu)化時的Vcc波形和對應(yīng)的LTE信號的功率-時間曲線。經(jīng)過頻譜分析表明Vcc波形的帶寬至少比射頻波形的大三倍。高帶寬需求源于兩個因素：一是Vcc是射頻功率的函數(shù)；二是LUT中的下限（如圖2中所示）導(dǎo)致了削波失真。

圖610MHz LTE信號的Vcc波形和PvT曲線

事實上對于20MHz LTE波形來說，Vcc波形至少應(yīng)該有60MHz的帶寬——如圖7所示。而且當(dāng)出現(xiàn)寬帶數(shù)字預(yù)失真時，Vcc波形所需的帶寬常常高達(dá)實際射頻信號帶寬的5倍。下面我們會介紹，任意波形發(fā)生器(AWG)不僅需要有較寬的帶寬，而且需要有很高的時間分辨率。

圖710MHz LTE波形頻譜和PAE最優(yōu)化時的Vcc頻譜

關(guān)于供電電壓，我們面臨的第二項挑戰(zhàn)是，任意波形發(fā)生器提供的電流不足以支持功率放大器的運行，而且電源的帶寬無法滿足ET的需求。解決這一問題的方法是使用功率調(diào)節(jié)器來驅(qū)動功率放大器，該功率調(diào)節(jié)器則由直流電源和任意波形發(fā)生器產(chǎn)生的調(diào)制Vcc信號來驅(qū)動，如圖5所示。

5. 儀器同步

包絡(luò)跟蹤測試所面臨的最大挑戰(zhàn)是確保射頻信號發(fā)生器與任意波形發(fā)生器之間的同步。當(dāng)我們基于輸入功率選擇最優(yōu)化Vcc值時可以使功率放大器的PAE達(dá)到最大，但儀器間較差的同步會使得Vcc值時可以使功率放大器的PAE達(dá)到最大，但儀器間較差的同步會使得Vcc值相對于給定的輸出功率來說太高或太低。

考慮Vcc波形滯后于射頻波形時的情形：當(dāng)波形處于峰值功率時功率調(diào)節(jié)器將無法為設(shè)備提供足夠大的功率。因此射頻輸出將會比期望的輸出功率低幾分貝。而且出現(xiàn)波形峰值后，功率調(diào)節(jié)器將提供遠(yuǎn)高于放大器需求的功率，導(dǎo)致效率降低。當(dāng)Vcc先于射頻波形時會出現(xiàn)類似的情況。射頻信號發(fā)生器與任意波形發(fā)生器不僅需要同步，而且這種同步必須是可重復(fù)的。

6. 基于PXI的測試解決方案

儀器同步是包絡(luò)跟蹤測試設(shè)備的一個重要規(guī)范。由于需要滿足嚴(yán)格的同步要求， PXI平臺無疑是應(yīng)對包絡(luò)跟蹤測試挑戰(zhàn)的理想選擇。在PXI測試系統(tǒng)中，模塊化儀器之間通過包含若干條時鐘和觸發(fā)分發(fā)線的機箱背板互連。這種單機箱集成簡化了儀器安置并提高了系統(tǒng)的同步性。除了PXI的先進硬件和NI矢量信號收發(fā)器外，LabVIEW軟件環(huán)境也提供了實時生成和可視化信號的功能，助您提高應(yīng)用程序的開發(fā)和測試效率。

包絡(luò)跟蹤功率放大器通常必須與RF信號發(fā)生器結(jié)合使用，且Vcc同步抖動需小于1 ns，這就要求測試設(shè)備的抖動必須遠(yuǎn)遠(yuǎn)低于這個值——最好是100 ps左右。 PXI可借助T-Clock的背板同步程序?qū)崿F(xiàn)緊密同步。T-Clock是一種用于對齊采樣時鐘和啟動觸發(fā)器的機制，以使所有設(shè)備同步生成信號。例如， NI PXIe-5451 AWG 和NI PXIe-5644R矢量信號收發(fā)器經(jīng)過基準(zhǔn)測試，可實現(xiàn)低于50 ps的最大同步抖動，因而可滿足這一需求。

實現(xiàn)射頻信號發(fā)生器與任意波形發(fā)生器的同步只是我們所面臨的一部分挑戰(zhàn)。經(jīng)調(diào)制的Vcc信號和RF波形在到達(dá)不同的放大器前經(jīng)由不同的路徑，因而具有不同的延遲。因此，以編程方式來使Vcc波形滯后或先于RF信號對于在放大器處以納秒級偏斜對齊調(diào)制電源和RF信號是非常重要的。

使Vcc信號以任意波形發(fā)生器樣本的整數(shù)倍相對于RF信號延遲的一種簡單方法是在生成腳本的開頭嵌入‘等待’循環(huán)。為了獲得更精準(zhǔn)的延遲，可以使用數(shù)字濾波器調(diào)節(jié)矢量信號收發(fā)儀中FPGA上軟件或硬件的RF波形。采用硬件方法的優(yōu)勢在于其執(zhí)行時移的速度遠(yuǎn)快于同等的軟件濾波器，從而減少了確定任意波形發(fā)生器和矢量信號收發(fā)儀之間最佳對齊所需的時間。在400MS/S的額定Vcc采樣率下，可以實現(xiàn)任意皮秒級的延遲。

該測量裝置需要的最后一個測試元件是能夠供電和測量的電源。由于功率放大器需要較高的轉(zhuǎn)換速度，該應(yīng)用往往更傾向于使用電池模擬器，而不是標(biāo)準(zhǔn)源測量單元。注意在某些情況下，如果要對具有MIPI接口的功率放大器進行數(shù)字控制，還需要能夠在1.8v下產(chǎn)生高達(dá)26MHz波形的高速數(shù)字波形產(chǎn)生器。

7. 結(jié)果驗證

使用高帶寬數(shù)字化儀來驗證Vcc和射頻信號之間的同步是最為直接的方法。在本例中，我們分別將NI PXIe-5644R矢量信號收發(fā)儀和NI PXIe-5451任意波形發(fā)生器接到2.5 GS/s數(shù)字化儀的兩個通道。根據(jù)圖2中的Vcc-Pout查詢表，矢量信號發(fā)生器可在800MHz的條件下產(chǎn)生10 MHz LTE FDD上行波形。首次運行時，由于兩個儀器內(nèi)的線路和DSP延遲，兩種波形的時間差大約為1µs。根據(jù)前面介紹的延時算法，我們可以通過結(jié)合等待采樣和子采樣延遲來使兩種波形對齊。

圖8展示了上述結(jié)果，在該圖中，我們對Vcc波形進行縮放，使其與射頻波形處于同一量級，以便進行比較。圖中顯示兩組波形相互對齊，但更重要的是，這種關(guān)系即使在程序不斷運行時一直能保持，即便重啟系統(tǒng)也是如此。

圖8PAE最優(yōu)化的Vcc波形與RF波形同步

在放大器的輸入端，可以借助高速數(shù)字化儀對兩種波形的對齊程度進行目測檢查，但這樣無法測量放大器的性能。前面我們論述了同步的重要性，Vcc在放大器的輸入端，可以借助高速數(shù)字化儀對兩種波形的對齊程度進行目測檢查，但這樣無法測量放大器的性能。前面我們論述了同步的重要性，Vcc和射頻的最優(yōu)化對齊。鄰近信道功率衰減量根據(jù)設(shè)備而異，但在對同步進行最佳校準(zhǔn)后使用射頻信號分析儀可以大大優(yōu)化測量結(jié)果。

8. 結(jié)論

過去十年中，包絡(luò)跟蹤技術(shù)經(jīng)證明可以提高蜂窩基站中功率放大器的效率以及減少損失的能量轉(zhuǎn)化為熱量而導(dǎo)致的冷卻需求。由于無線標(biāo)準(zhǔn)的不斷發(fā)展，移動手持設(shè)備制造商正在尋求利用包絡(luò)跟蹤技術(shù)來獲得類似的優(yōu)勢。雖然相比固定電源，包絡(luò)跟蹤技術(shù)可大幅節(jié)約電能，延長電池的壽命，但它確實也給功率放大器的設(shè)計人員和測試工程師們帶來了巨大的挑戰(zhàn)。本文所述的基于PXI的測試方案可解決測量工作中最關(guān)鍵的挑戰(zhàn)，而且測量結(jié)果證明這是一個非常出色的ET PA測試方案。