用于CDMA2000和W-CDMA的HPA的射頻功率測量

復(fù)合調(diào)制方案，例如CDMA2000與W-CDMA，具有很高的峰均比。對(duì)于一個(gè)給定的最大平均輸出功率的要求，當(dāng)峰均值由于基站頻譜屏蔽和誤差向量值（EVM）的要求而增加時(shí)，最大設(shè)計(jì)功率要求通常會(huì)增加（或線性化要求增加）。如果被調(diào)制信號(hào)的峰值被削波，那么第三級(jí)失真將會(huì)增加，從而導(dǎo)致基站不能滿足頻譜屏蔽的要求。削波后的被調(diào)制信號(hào)峰值也會(huì)導(dǎo)致數(shù)據(jù)丟失，從而使系統(tǒng)不能滿足EVM的要求?；谧畲蟀l(fā)射功率要求設(shè)計(jì)HPA的費(fèi)用很高但卻必不可少。增加的費(fèi)用來自兩個(gè)方面，一是電子元器件成本的增加，二是HPA效率的降低?？偸巧婕暗降氖荋PA的最大設(shè)計(jì)功率有關(guān)的成本問題，并且工作在低于飽和點(diǎn)以下許多HPA的效率是相當(dāng)?shù)偷?。效率的降低?huì)增加HPA模塊的成本，因?yàn)檫@樣會(huì)增加用于散熱的機(jī)械機(jī)構(gòu)的成本、尺寸和重量，并且降低了HPA的可靠性，增加其工作成本。

減小HPA的最大設(shè)計(jì)功率對(duì)于HPA制造商來說非常重要。HPA的飽和點(diǎn)靠近平均功率越近，其工作效率就會(huì)越高，并且成本越低。雖然有許多種方法可以使HPA的飽和點(diǎn)盡可能的接近其平均發(fā)射功率，但是這些方法都受基站系統(tǒng)的測量輸出功率的能力的限制。由于射頻（RF）功率測量允許誤差（包括測量誤差隨溫度和峰均比變化）需要增加HPA的最大設(shè)計(jì)功率以保證符合頻譜屏蔽和EVA要求。

不僅CDMA2000和W-CDMA調(diào)制方案具有高峰均比，而且其峰均比也隨特定基站的呼叫量的變化而變化。例如，在CDMA2000 IS-95A基站中，僅導(dǎo)引信號(hào)前向鏈路的波峰因數(shù)就為6.6dB，64通道的前向鏈路波峰因數(shù)為12dB（采用無載頻簡化技術(shù)）。高的峰均值將引起非RMS響應(yīng)RF功率檢測器的誤差。如果一種調(diào)制方案高的峰均比保持恒定，那么在生產(chǎn)過程中可以被校準(zhǔn)，但基于大量用戶的峰均比變化是比較難處理的。這就要求保持對(duì)系統(tǒng)用戶數(shù)量的跟蹤，緊緊地控制使用的沃爾什碼以及一個(gè)非常龐大的查詢表來了解在特定時(shí)刻信號(hào)的峰均比。一種更好方法是采用RMS響應(yīng)檢測器。它不像二極管檢測器或?qū)?shù)放大器，RMS響應(yīng)檢測器有很強(qiáng)的避免受峰值因數(shù)變化影響的能力。圖1 示出高性能對(duì)數(shù)放大器（AD8318）與RMS響應(yīng)檢測器（AD8364）的比較，結(jié)果表明峰值因數(shù)僅在CDMA2000 IS-95A基站的發(fā)射部分范圍內(nèi)變化（用戶加載）。應(yīng)當(dāng)注意AD8318的輸出在載波與64信道CDMA2000 IS-95A之間變化3.5 dB(或86 mV)，在導(dǎo)頻信道和64信道CDMA2000 IS-95A之間僅變化2.4 dB，然而AD8364的輸出在上述情況下僅僅變化了0.1dB(或5 mV)。二極管檢測器的性能與對(duì)數(shù)放大器類似，其輸出電壓隨被測信號(hào)峰值因數(shù)變化。如果本系統(tǒng)中的功率檢測采用對(duì)數(shù)放大器，那么應(yīng)該通過信號(hào)處理或者增加HPA的最大設(shè)計(jì)功率來消除2.4 dB檢測功率誤差。

圖1.CDMA2000 IS-95A 基站信號(hào)在800MHz 時(shí)對(duì)數(shù)一致性與輸入信號(hào)幅度關(guān)系

RMS響應(yīng)RF檢測器（AD8364）的誤差與非RMS響應(yīng)RF檢測器的比較表明峰均比功對(duì)率檢測的影響。當(dāng)非RMS響應(yīng)RF檢測器（AD8318）在其輸入信號(hào)的峰均比變化呈現(xiàn)出很大的測量誤差時(shí)，RMS響應(yīng)檢測器（AD8364）有很強(qiáng)的避免受峰均比變化影響的能力。

在HPA工作溫度范圍內(nèi)能夠精確測量RMS功率對(duì)于確定HPA的最大功率也是至關(guān)重要的。這種測量的精度（或其中缺乏精確測量）將會(huì)被直接加到其最大設(shè)計(jì)功率，除非經(jīng)過艱難和費(fèi)用很高的對(duì)溫度校準(zhǔn)。所有用于HPA輸出功率檢測的元器件（例如直接耦合器、衰減器等等）都可增加溫度誤差,但是在HPA工作溫度范圍內(nèi)大多數(shù)情況變化得很小。通常在工作溫度范圍內(nèi)測量HPA的輸出功率的精度直接與檢測器的溫度特性相關(guān)。最近幾年，RF檢測技術(shù)在研制隨溫度變化非常穩(wěn)定的器件（在–40°C～+85°C范圍內(nèi)，其溫度穩(wěn)定性小于±0.5dB）方面取得了長足的進(jìn)步。圖2示出AD8364 雙RMS響應(yīng)檢測器的溫度特性。這些數(shù)據(jù)是在450 MHz，溫度分別為+25°C (黑色曲線), –40°C (藍(lán)色曲線)和+85°C (紅色曲線)條件下獲得的。它包含了從多種產(chǎn)品批量中至少抽取30個(gè)器件的輸出電壓和對(duì)數(shù)一致性對(duì)溫度的誤差（經(jīng)過環(huán)境溫度校準(zhǔn)后 ）與輸入功率（Pin）的關(guān)系曲線。每一種器件的溫度特性都有很小的差異。

圖2

ADI公司的AD8364輸出電壓和對(duì)數(shù)一致性誤差與輸入功率（Pin）（@ 450 MHz ）的關(guān)系曲線表明在–40 °C ～ +85°C周期性溫度變化范圍內(nèi)曲線變化很小。從不同的產(chǎn)品批量抽取的30個(gè)器件樣片即使其性能隨溫度的變化有很小的差異性，這些數(shù)據(jù)仍然真實(shí)的。

雖然在低功率的情況下，有時(shí)精度并不那么重要，但是對(duì)于測量HPA的整個(gè)發(fā)射功率范圍內(nèi)的輸出功率精確測量HPA的最大輸出功率不但是最基本的，而且也是必須的要求。然而，在大動(dòng)態(tài)范圍內(nèi)的測量精度與檢測器和ADC的分辨率有關(guān)系。圖3示出AD8364與ADL5500兩個(gè)RMS響應(yīng)檢測器的輸出。ADL5500的線性RMS電壓相對(duì)于輸入RF信號(hào)是呈線性的，而AD8364的RMS功率（dB）相對(duì)于輸入RF信號(hào)是呈線性的。根據(jù)動(dòng)態(tài)范圍和低功率時(shí)的精度要求，使用ADL5500 所需ADC的分辨率要遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于使用AD8364時(shí)所需的分辨率。系統(tǒng)要求將決定哪種檢測器或ADC根據(jù)低功率和動(dòng)態(tài)范圍的要求提供最經(jīng)濟(jì)有效并且最容易實(shí)現(xiàn)的解決方案。

圖3 輸出電壓和輸入RMS功率（dBm）呈線性的檢測器（ADI公司的AD8364）與輸出電壓和輸入RMS電壓呈線性關(guān)系的檢波器（ADI公司的ADL5500）的比較說明了在動(dòng)態(tài)范圍內(nèi)的兩種關(guān)系曲線差的差別，并強(qiáng)調(diào)了選擇合適分辨率ADC的必要性。

在某些實(shí)例中，使用對(duì)數(shù)模擬反饋環(huán)路精確控制系統(tǒng)的功率或增益能夠改善系統(tǒng)的性能，并替代簡單的功率檢測。許多當(dāng)前提供的檢測器能夠利用模擬反饋環(huán)路（即使用控制器模式的檢測器），除了檢測功率以外還能控制功率。如果RMS響應(yīng)檢測器用于控制器模式，那么能夠非常精確地設(shè)置受輸入功率、溫度和峰值因數(shù)影響的輸出功率。這種功率不但能非常精確地設(shè)置，并且還能夠用ADC控制的模擬電壓來改變。利用控制器模式的功率檢測器精確控制HPA的輸入或輸出功率應(yīng)該是一種理想的應(yīng)用，因?yàn)樗鼰o需檢測輸入功率和輸出功率?？刂破髂Ｊ较碌臋z測器測定其輸入功率并且調(diào)整可變增益放大器（VGA或可變衰減器）直到檢測到的功率與功率控制輸入電壓設(shè)置的功率相等。圖4示出在控制器模式下使用RMS響應(yīng)檢測器（AD8364）控制輸出功率的基本原理圖。圖5 示出當(dāng)使用AD8364（雙RMS響應(yīng)對(duì)數(shù)檢測器）的一個(gè)檢測器控制VGA時(shí)，總體電路性能與輸入功率及溫度的關(guān)系。應(yīng)當(dāng)注意，只要AD8364的功率水平被設(shè)置得正確，HPA可放在VGA和耦合器之間，并且如果VGA與AD8364（需要一個(gè)運(yùn)算放大器來倒相或電平移動(dòng)控制電壓）之間適當(dāng)?shù)卦O(shè)置控制電壓， 那么可以使用任何VGA（或可變衰減器）。如果在檢測器和VGA之間的控制電平設(shè)置適當(dāng)并且功率水平設(shè)計(jì)得合理，那么功率控制范圍和可用輸入功率范圍會(huì)接近檢測器的可檢測功率范圍（在AD8364中為60 dB）。

圖4 在控制器模式下檢測器測定其輸入功率，并且調(diào)整可變增益放大器（VGA或可變衰減器），直到檢測的功率等于由功率控制輸入電壓設(shè)置（VSTA）的功率。

圖5 當(dāng)ADI公司的雙RMS響應(yīng)檢測器AD8364中的一個(gè)檢測器用于控制系統(tǒng)的功率時(shí)，檢測器的輸入功率（系統(tǒng)的輸出功率）與輸入功率及溫度（小于0.1 dB）的關(guān)系保持恒定。

工作在控制器模式下的雙RMS響應(yīng)檢測器也可用于精確地控制HPA的增益受輸入功率、溫度及峰值因數(shù)的影響。如果受輸入功率、溫度和峰值因數(shù)影響的HPA模塊的增益被控制得足夠精確，那么沒有必要報(bào)告其輸出功率，而應(yīng)該直接與送入HPA的功率有關(guān)。如果雙檢測器的兩個(gè)輸入端都被設(shè)置為控制器模式，那么檢測器測定每個(gè)輸入端的功率并且調(diào)整VGA的增益直到在一個(gè)輸入端檢測到的功率等于另一個(gè)輸入端的檢測功率。圖6示出用AD8364（雙RMS檢測器）控制系統(tǒng)增益的基本原理圖。圖7 示出這種電路的性能。精確控制所需要的一切都應(yīng)該包含在兩個(gè)耦合器之間。應(yīng)該注意，VGA、可變衰減器，或甚至HPA的偏置電壓均可用于控制增益。如果適當(dāng)?shù)卦O(shè)置檢測器與VGA之間的控制電壓幅度并且適當(dāng)?shù)卦O(shè)計(jì)功率水平，那么可用的功率的范圍將接近檢測器的可檢測功率的范圍（對(duì)于AD8364為60 dB）。

圖6 當(dāng)雙檢測器的兩個(gè)輸入端均用于控制模式時(shí)，該檢測器控制VGA（或可變電壓衰減器等等）的增益一直到使兩個(gè)RF輸入端檢測到的功率相等。系統(tǒng)的增益將取決于耦合器和衰減器，它們通常用于設(shè)置由雙檢測器檢測到的功率。

圖7 當(dāng)ADI公司的雙RMS檢測器（AD8364）的兩個(gè)輸入端均設(shè)置為控制器模式時(shí)，控制其增益受溫度和輸入功率的影響程度優(yōu)于±0.15dB，其動(dòng)態(tài)范圍幾乎等于RMS檢測器的動(dòng)態(tài)范圍。

用于CDMA2000和W-CDMA系統(tǒng)與HPA RF功率檢測有關(guān)的許多難題都可用RMS響應(yīng)RF檢測器來解決。由于隨基站載荷、寬工作溫度范圍、大發(fā)射功率范圍變化的大峰均值引起的待測功率的偏差現(xiàn)在能夠測量?，F(xiàn)在可以提供一種足夠精確地控制功率和增益的新方法而無需檢測功率。所有這些可使HPA制造商降低提高HPA可靠性的成本。