Ku / Ka雙頻共孔徑微帶陣列天線設(shè)計(jì)

1引言

隨著星載雷達(dá)系統(tǒng)的不斷發(fā)展，對天線性能的要求也不斷提高，星載天線的雙頻雙極化(DFDP)已是發(fā)展的趨勢所在。Pozar指出,未來天基雷達(dá)系統(tǒng)將要求其天線子系統(tǒng)具備上述性能的同時(shí)且采用共孔徑結(jié)構(gòu),這使得對DFDP共孔徑天線的需求日趨緊迫。在公開文獻(xiàn)中,已有多種形式的DFDP共孔徑微帶天線研究成果報(bào)道。都運(yùn)用了在工作于低頻段的方形貼片上開孔的方法,將工作于高頻段的方形貼片天線置于低頻段開孔處下方,分別構(gòu)成了L/C雙頻段和L/X雙頻段的共孔徑DFDP微帶陣列。給出了微帶貼片天線和印刷縫隙天線交錯(cuò)放置形成的一個(gè)C/X雙頻段共孔徑DFDP微帶陣列;給出了交錯(cuò)放置的微帶貼片天線和印刷偶極子形成的一個(gè)S/X雙頻段共孔徑DFDP微帶陣列。和中所采用的交錯(cuò)放置結(jié)構(gòu)能適合更一般的頻率比。本文提出的共孔徑天線由Ku頻段十字形微帶縫隙和Ka頻段方形微帶貼片組成。Ku頻段十字縫隙置于Ka頻段貼片單元的下方空隙處，縫隙長度可以調(diào)節(jié)，因此能適用于一定范圍的頻率比。下文將詳細(xì)介紹這種天線的設(shè)計(jì)、結(jié)構(gòu)和仿真結(jié)果，以及設(shè)計(jì)中遇到的問題和解決辦法。

2DFDP天線設(shè)計(jì)

拋物柱形反射面天線的性能對饋源的位置十分敏感，若雙頻段饋源其中一個(gè)偏離拋物柱反射面的焦線，難以做到兩個(gè)頻段天線的波束指向一致。將兩個(gè)頻段的天線共孔徑放置,便可解決這一問題,因此需要找到合適的結(jié)構(gòu)將兩個(gè)頻段天線整合在同一套結(jié)構(gòu)中。本文提出的天線結(jié)構(gòu)如圖1所示，兩個(gè)頻段的天線在不同層共孔徑放置，上層的貼片不遮擋下層的十字縫且須相隔一定距離。兩個(gè)頻段天線共孔徑放置將會相互影響,為了避免這種影響使方向圖的對稱性變差，設(shè)計(jì)中Ku頻段十字縫隙和Ka頻段微帶貼片的分布須遵照圖1(b)所示的對稱原則。圖中十字縫隙和微帶貼片均關(guān)于X軸對稱分布，左、右十字縫隙恰好對應(yīng)放置在左、右四個(gè)貼片的中央。

(a)側(cè)視圖

(b)俯視圖

圖1Ku/KaDFDP共孔徑微帶饋源單元

共孔徑天線在Ku和Ka頻段中心頻率分別為13.6GHz和35.5GHz。天線主波束沿著反射面軸向(圖1(b)中X方向)需要掃描，掃描角范圍為,該方向的每個(gè)陣元均獨(dú)立饋電以進(jìn)行幅相加權(quán)。根據(jù)陣列天線基本理論，在Ku和Ka頻段避免柵瓣的陣元間距分別為: =17mm, =6.53mm,綜合考慮一定工作帶寬和結(jié)構(gòu)嵌套后選取的陣元間距為:=13mm, =6.5mm。因Ka頻段所選取的陣元間距很小，致使雙極化的饋電網(wǎng)絡(luò)無法布下，Ka頻段目前只實(shí)現(xiàn)單極化。在垂直于反射面焦軸的方向上,Ku波段陣元由兩個(gè)十字縫隙組成，Ka波段陣元由四個(gè)微帶貼片組成?？紤]到高頻段加工誤差對天線性能的影響非常明顯，暫時(shí)未采用可實(shí)現(xiàn)寬帶的多層結(jié)構(gòu)。

圖1(b)中，Ku頻段縫隙天線沿X和Y指向的縫隙遠(yuǎn)區(qū)輻射場分別為水平和垂直極化。Ku頻段陣元采用倒置微帶線饋電，饋電網(wǎng)絡(luò)位于開槽金屬面下方降低了饋線的寄生輻射。水平極化饋電網(wǎng)絡(luò)運(yùn)用了倒相饋電技術(shù)[5],圖中一分二功分網(wǎng)絡(luò)總口到兩個(gè)分端口的波程相差(為介質(zhì)波長)。

由于Ku頻段水平極化饋電網(wǎng)絡(luò)不對稱，導(dǎo)致在一個(gè)陣元的水平上無法實(shí)現(xiàn)該極化遠(yuǎn)場方向圖的對稱，因此必須在陣元之間找到一種合理的排列[5]，使方向圖對稱和提高交叉極化電平。對各種排列方式的仿真結(jié)果表明圖2(a)所示的排列方式方向圖對稱性好且交叉極化電平較低。同樣對Ka頻段各種排列方式進(jìn)行仿真后發(fā)現(xiàn)，圖2(b)所示的排列方式方向圖較好。

(a)Ku頻段

(b)Ka頻段

圖2Ku、Ka頻段陣元之間的排列方式

3DFDP天線陣列的仿真結(jié)果

仿真設(shè)計(jì)時(shí)，首先利用HFSS軟件分別建立Ku、Ka頻段的天線模型，將獨(dú)立模型的方向圖和駐波性能調(diào)到合適的水平。然后再建立兩個(gè)頻段共孔徑的仿真模型，分別給Ku和Ka波段天線模型端口加上對應(yīng)頻段的激勵(lì)，并分析獨(dú)立結(jié)構(gòu)和共孔徑結(jié)構(gòu)時(shí)Ku和Ka頻段天線性能的變化。最后，根據(jù)性能變化的情況調(diào)整共孔徑結(jié)構(gòu)中各頻段天線的尺寸，使兩個(gè)頻段天線的性能都達(dá)到最好。由于調(diào)整一個(gè)頻段的尺寸會使另一個(gè)頻段的性能也發(fā)生變化，這一過程需反復(fù)進(jìn)行多次。受到仿真計(jì)算機(jī)計(jì)算能力的限制,計(jì)算的模型規(guī)模不能過大。目前共孔徑結(jié)構(gòu)的仿真模型由Ku頻段2個(gè)陣元和Ka頻段4個(gè)陣元組成，下面所給出的仿真結(jié)果也是針對這一規(guī)模的仿真模型。

圖3(a)、(b)分別給出了Ku波段水平和垂直極化的方向圖。從圖中可以看出方向圖對稱性非常好,這是由于陣元饋電網(wǎng)絡(luò)的不對稱性通過陣元之間排列方式的設(shè)計(jì)得到了抵消。水平、垂直極化的交叉極化電平分別為-34dB、-30dB。Ku頻段的回波損

(a)水平極化

(b)垂直極化

圖3Ku頻段方向圖

耗曲線如圖4(a)所示，水平、垂直極化駐波帶寬分別為5.8%、8.8%(-10dB,下同)。不難發(fā)現(xiàn),水平極化端口（端口標(biāo)注見圖2(a)）的駐波帶寬比垂直極化的要小，這是因?yàn)槠漯侂娋W(wǎng)絡(luò)中利用波程差來實(shí)現(xiàn)反相從而限制了帶寬。端口極化隔離曲線如圖4(b)所示，兩種極化的隔離度都在28dB以上。對圖2(b)所示的Ka波段陣元排列方式仿真所得方向圖見圖5所示。從圖中可以看出，在和面的方向圖交叉極化電平分別小于-27dB、-38dB。Ka頻段的回波損耗曲線如圖6所示，駐波帶寬約為3.1%。

(a)回波損耗

(b)端口隔離

圖4Ku頻段S參數(shù)

圖5Ka頻段方向圖

圖6Ka頻段S參數(shù)

4結(jié)論和展望

本文介紹了在高頻段(KuKa)實(shí)現(xiàn)共孔徑雙頻雙極化天線的最新研究進(jìn)展。設(shè)計(jì)采用較簡單的結(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)了Ku頻段的雙極化和Ka頻段的單極化。通過仿真分析,Ku波段方向圖主極化性能良好，水平、垂直極化交叉極化電平分別達(dá)到-34dB、-30dB。Ka波段方向圖的交叉極化電平也達(dá)到了-28dB。這些結(jié)果證明了該設(shè)計(jì)方法的可行性，也為下一步在高頻段實(shí)現(xiàn)共孔徑DFDP天線提供了良好的設(shè)計(jì)基礎(chǔ)。