挑戰(zhàn)毫微安電流測量技術(shù)（上）

　　對小電流的測量非常微妙。巧妙的模擬設(shè)計技術(shù)、正確的器件和設(shè)備都有助于測量。
　　要 點
　　小電流的測量面臨物理限制與噪聲限制。
　　早期的機械電表可分辨毫微微安級電流。
　　JFET和CMOS放大器適用于測量。
　　要測量毫微微安級電流，需要將電流積分到一只電容器中。
　　積分器件可以測量毫微微安級電流，并提供 20位輸出。


　　幾千種應(yīng)用都需要測試小電流的電路，最常見的是測量二極管受光照射所產(chǎn)生的光電電流。一些科學應(yīng)用（如 CT 掃描儀、氣相色譜儀、光電倍增管與粒子和波束監(jiān)控等）都需要小電流的測量。除了這些直接應(yīng)用以外，半導體、傳感器甚至電線的制造商都必須測量極小電流，以確定器件的特性。泄漏電流、絕緣電阻以及其它參數(shù)的測量都需要一致、精確的測量，以便建立數(shù)據(jù)表規(guī)格

　　但很少有工程師明白，一只器件的數(shù)據(jù)表是一份契約文件。它規(guī)定了器件的性能，對器件運行的任何異議都要歸結(jié)到數(shù)據(jù)表的規(guī)格上。最近，一家大型模擬 IC 公司的客戶威脅要對制造商采取法律行動，稱他所購買的器件的工作電流遠遠高于該公司規(guī)定的亞微安等級。事件的最終原因是：雖然該 PCB（印制電路板）裝配廠正確清洗了電路板，但
裝配人員用手拿 PCB 板時，在關(guān)鍵節(jié)點上留下了指紋。由于可以測量這些微小的電流，半導體公司就可以證明自己的器件工作正常，泄漏電流來自于臟污的 PCB。

　　測量小電流的困難來自于對測量的各種干擾。本文將討論兩個實驗板電路，這些電路必須處理表面泄漏、放大器偏置電流引起的誤差，甚至宇宙射線等問題。與大多數(shù)電路一樣，EMI（電磁輻射）或 RFI（射頻干擾）都會帶來誤差，但在這種低水平上，即使靜電耦合也會帶來問題。當要測量的電流小到毫微微安范圍時，電路容易遭受更多干擾的影響。濕度會改變電容的數(shù)值，造成較大的表面泄漏；振動會在電路中產(chǎn)生壓電效應(yīng)；即使是室內(nèi)風扇引起的微小溫度改變也會在 PCB 上形成溫度梯度，造成虛假讀數(shù)；室內(nèi)光線也會降低測量的精度，熒光燈的光線會進入一支檢測二極管的透明端，造成干擾（參考文獻1）。

　　如果要確定晶體振蕩器的性能，則需要精確測量小電流。Linear Technology 的科學家，同時也是EDN的長期撰稿人Jim Williams演示了他為一個客戶設(shè)計的一款電路，該客戶需要測量一個32kHz手表晶體的均方根（rms）電流（圖1）。這種測量的一個難點在于，即使一個FET探頭的1pF電容也會影響到晶體的振蕩。確切地說，電流測量的目標之一是為每個晶振確定所使用低值電容器的大小。這種測量的進一步的困難是必須在32kHz下準確地實時測量，這就排除了使用積分電容器的可能。這種信號是一種復(fù)雜的交流信號，系統(tǒng)設(shè)計者必須將其轉(zhuǎn)換為rms（均方根）值才能作評估。

　　Williams稱：“石英晶體的rms工作電流對長期穩(wěn)定性、溫度系數(shù)和可靠性都很重要。”他說，小型化需求會帶來寄生問題，尤其是電容，使rms 晶體電流的精確檢測更加復(fù)雜，特別是對微功率類型的晶體。他解釋說，采用圖2中的高增益低噪聲放大器，結(jié)合一只商品化的閉合磁芯電流探頭就可以測量，一個rms-dc轉(zhuǎn)換器就可提供rms值。圖中虛線表示石英晶體的測試電路，它示范了一個典型的測量情況。Williams使用 Tektronix CT-1電流探頭來監(jiān)控晶體電流，它只產(chǎn)生極小的寄生負載。同軸電纜將探頭的50Ω饋送至A1，A1 和A2得到1120的閉環(huán)增益，高于標稱1000的額外增益，用于校正在32.768 kHz下CT-1 的 12% 低頻增益誤差。

　　Williams通過Tektronix CT-1的七個采樣組，研究了這種增益誤差校正對一個正弦頻率（32.768kHz）的有效性。他報告說，對一個1mA、32.768kHz 的正弦波輸入電流，該器件的輸出全部都在 12% 的 0.5% 以內(nèi)。盡管這些結(jié)果看似支持這種測量方案，Williams 仍認為值得說明一件事，即結(jié)果來自 Tektronix 的測量。他說：“Tektronix 并未保證低于所規(guī)定 -3dB、25kHz 低頻滾降時的性能。A3 和A4提供的增益為200，因此放大器總增益為224,000。這個數(shù)字在A4產(chǎn)生一個針對CT-1輸出的1V/mA比例因子。A4的 LTC1563-2 32.7 kHz 帶通濾波輸出通過一個以 LTC1968 為基礎(chǔ)的rms-dc轉(zhuǎn)換器送給A5，該rms-dc轉(zhuǎn)換器提供電路的輸出。”Williams 解釋說，信號處理路徑組成一個頻帶極窄的放大器，該放大器調(diào)諧到晶體的頻率。圖3畫出典型的電路波形。據(jù) Williams說，該晶體在C1的輸出端驅(qū)動（上跡線），產(chǎn)生一個530nA的rms晶體電流，分別顯示為A4的輸出（中間跡線）和rms-dc轉(zhuǎn)換器輸入（下跡線）。他說：“中間跡線可看到尖峰，這是來自與晶體并聯(lián)寄生路徑的未過濾成份。”

　從Williams的電路中可以看到，即使采用積分技術(shù)，要測量毫微安電流仍很困難。這個問題非常困難，因為測量者必須實時完成測量。還有更多復(fù)雜因素，如這種交流測量需要 32 kHz 的帶寬來捕捉示波器電流波形中的大量能量。Williams 用一只傳感器來解決這些問題。Tektronix CT-1 傳感器（參考文獻 2）價格高達 500 美元，但如果沒有好的傳感器，Williams 就不能從各種噪聲中恢復(fù)出信號。除了有好的靈敏度以外，CT-1 有 50Ω 的輸出阻抗，與高阻抗輸出相比可獲得較低的噪聲信號路徑。本例證明的另一個重要原則是，限制信號路徑的帶寬十分重要。Williams 做了一個窄帶放大器鏈，去除了不感興趣頻率部分帶來的所有噪聲。最后，Williams 在電路中采用了良好的低噪聲設(shè)計原則。將重要節(jié)點架空連接，盡量減少泄漏路徑，而在 50Ω 的源阻抗下，LT1028 可能是所有制造商中提供的噪聲最低的一種放大器。


　　毫微微安的偏置電流

　　Paul Grohe 是美國國家半導體公司的一位應(yīng)用工程師，他提供了另一個測量微小電流的出色案例。數(shù)年
前，美國國家半導體公司決定銷售 LMC6001，這是一款保證 25 fA 偏置電流的放大器，這意味著該公司需要測量每只器件的偏置電流來驗證規(guī)格。測試部門無法在計劃階段提供測試設(shè)備，所有電路必須裝到一個標準的探測卡上。Grohe和同事Bob Pease建造了一個用于概念驗證的裝置，以證實解析低達1fA小型測試電路的可行性（圖4）。很多書籍與討論中都采用一只積分電容器來測量小電流（參考文獻3）。它的原理是，一個小電流可以為一只小電容器充電，你可以讀出電壓值來推算電流。在某些情況下，電流是來自傳感器的外部電流。此時，電流正離開放大器的輸入腳。圖 5 是一個簡單的原理電路，其中的放大器正在測量自己的偏置電流。

　　測量小電流的現(xiàn)實情況遠遠超過圖中所表述的內(nèi)容。首先，Grohe 不能用器件本身測量自己的偏置電流。如果他嘗試將器件自身用作積分器，則無法校正一個插座的效應(yīng)，以及與測試裝置有關(guān)的其它泄漏。要做到這一點，需要一個單獨的低偏置電流器件作積分器（圖 6）。用一只 CMOS 的 LMC660 放大器即可保證偏置電流小于 2 fA。Grohe 用這種技術(shù)可以簡單地去除任何 DUT（待測器件），而積分器就可以測量自己的偏置電流，以及測試插座和安裝積分器的PCB的泄漏電流。

　　圖7表明，Grohe并未將DUT插入插座內(nèi)，所有管腳均未與PCB接觸。為盡量減小泄漏，Grohe只將兩只電源腳作為長而獨立的插座，而且并未安裝在PCB上。同樣，他將待測管腳連接到一個插座和一個2英寸懸置線上，并將管腳/插座組合連接到積分放大器的輸入端。為防止DUT運行在開環(huán)狀態(tài)，Grohe將兩個插座焊在一起，將空中懸浮的輸出腳橋接起來?？諝獾牧鲃訒沓潆姷碾x子，造成虛假讀數(shù)，因此Grohe將整個 DUT 封裝在一個屏蔽的覆銅盒內(nèi)。

　　下一個問題是選擇一個積分電容器。開始時，Grohe 感覺最佳的電容器選擇可能是空氣介質(zhì)電容器，因此他做了兩塊尺寸為4英寸×5英寸的大平板，用作積分電容器。這個電容器的尺寸正好是安裝 DUT 的第二個覆銅盒的大小。采用大電容器被證明是一個壞主意。大面積區(qū)域為宇宙射線提供了一個大目標，產(chǎn)生出能影響測量的離子電荷（圖 8）。Grohe 接下來盡量減小了電容器的尺寸，同時仍然使用一種良好的電介質(zhì)。他偶然發(fā)現(xiàn) RG188 同軸電纜使用了 Teflon 絕緣層。2 英寸長的這種電纜可為積分電容器提供10 pF 的電容（圖 9）。另外它還有一個好處，外層的編織帶可以作為屏蔽。于是，Grohe 將其連接到放大器的低阻抗輸出端。換用這種電容器后，宇宙射線的密度只有每30秒左右一次。Grohe做15秒的積分測量，通過五次測量來消除射線的影響。后來，Grohe拋棄了單次測量。任何離子輻射源（包括有鐳刻度盤的老式手表）都會帶來射線輻射問題。注意Grohe將放大器的輸入端撬起，以避免PCB的泄漏。

　　在測量前，你需要將積分電容器復(fù)位為零。用半導體開關(guān)是不現(xiàn)實的，因為多數(shù)模擬開關(guān)都會帶來泄漏電流和5pF ~ 20pF的電容。電容也會有變?nèi)菪?yīng)，容值隨施加的電壓而變化，使測量更加復(fù)雜化。為盡量減少這些問題，Grohe使用了一只Coto簧片繼電器。他知道在繼電器打開時，線圈可能與內(nèi)部簧片耦合，于是他規(guī)定使用有靜電屏蔽的繼電器。但結(jié)果讓他沮喪，當繼電器由于電荷注入而打開時，測量中仍然有大的跳躍。你也可以將一只簧片繼電器看作一個變壓器，簧片組件可看作一個單匝繞組。這種現(xiàn)象表明，用靜電屏蔽防止干擾是失敗的，磁場在電路高阻抗端產(chǎn)生的電壓造成了電荷注入。繼電器沒有立即打開，需要為線圈充電的脈沖在繼電器打開前的瞬間產(chǎn)生一個相當大的電流注入。Grohe確定了使繼電器工作所需的最小絕對電壓擺幅，盡可能地減少了這種問題。這樣，繼電器將會以3.2V拉入，而以2.7V釋放。他在一只 LM317 可調(diào)穩(wěn)壓器上使用一組電阻分接頭，以控制這兩個值之間的輸出。他選擇不用全部5V為繼電器供能，從而減少了積分器輸出的跳躍，使之可以重復(fù)。然后，通過為第二級增益放大器注入一個小電流來消除跳躍。