鋰離子電池管理芯片的研究及其低功耗設(shè)計 — 模擬電路的低功耗設(shè)計方法

2.2.2模擬電路的低功耗設(shè)計方法

1弱反型區(qū)/亞閾值區(qū)電路

傳統(tǒng)的模擬電路中，MOS管工作在強反型區(qū)也意味著需要更多的功耗，在低功耗設(shè)計中可以將工作區(qū)域進行拓展，以求得功耗和面積之間的平衡。其中，研究得較多 的是MOS管工作在亞閾值區(qū)（Sub-threshold Region）或弱反型（Weak I nversion，WI）區(qū)的電路。當增強型MOS管在低于閾值電壓工作時，溝道漏電流并不為零，而是存在一個亞閾值電流，此時器件處于弱反型狀態(tài)。

首先，來推導(dǎo)MOS管的弱反型電流模型。通常，偏置在弱反型的MOS管中，漏電流I_D主要由擴散電流決定，它和PN結(jié)中少子的熱激發(fā)相關(guān)，因此電流值也和襯底溫度密切有關(guān)。此時，I_D可以用端電壓的形式導(dǎo)出：



其中，可令為耗盡層電容，在現(xiàn)代CMOS工藝中，k的值在0.6到0.8之間，通常取k=0.7，n為亞閾值因子?？梢钥闯?，I_D與溝道電壓呈指數(shù)關(guān)系。在式（2.2.21）和（2.2.22）中，有



其中，V T0為本征閾值電壓。在式（2.2.22）中，定義



從上式知，I_D0以指數(shù)形式依賴于V_G，設(shè)計中很難控制。所以，要將MOS管偏置在弱反型區(qū)，通常采用固定的漏電流I D而不是固定的柵壓V_G。

接下來，討論弱反型MOS管的飽和電壓特性。當V_DS>4U_T或5U_T時，由式（2.2.21）得



可認為在弱反型區(qū)的飽和電壓為



在常溫下，式（2.2.26）中規(guī)范的V_DS（sat）約為100mV，因此在極低的電源電壓下，即使采用cascaded結(jié)構(gòu)，弱反型區(qū)電路仍然能夠獲得足夠的擺幅，并且功耗極低。

而由漏電流方程，很容易推導(dǎo)出弱反型區(qū)MOS管的跨導(dǎo)為



由 式（2.2.27）知，和工作在強反型區(qū)的MOS管不同，弱反型MOS管的跨導(dǎo)只與工作電流成線性關(guān)系。在給定的容性負載下，跨導(dǎo)直接影響著器件的最小噪 聲、驅(qū)動能力和帶寬，所以可以使MOS管工作在弱反型區(qū)，來獲得給定電流下的跨導(dǎo)最大值。這些優(yōu)點，在低電壓低功耗設(shè)計中非常具有吸引力。

但是將MOS管偏置在弱反型區(qū)，需要較高的W/L，則意味著較大的電容、較大的器件面積。另外，亞閾值電路中還有一些實際問題需要考慮。

一是噪聲對電路功耗有限制。如圖2.2.3所示的帶有源負載的OPA中，輸入級工作在弱反型區(qū)時，由于g_m =I/（nU_T）則由式（2.2.9）和式（2.2.13）決定的DR GBW值將與V_GS-V_TH無關(guān)。因此，作為跟隨器時，OPA所需要的最小功耗滿足



另外，還需要考慮精度對功耗的影響。MOS管工作在弱反型區(qū)，gm/I_D值較大，式（2.2.16）則變?yōu)?br />


式（2.2.29）可以看出，由于弱反型MOS管有較大的電流失配，并不適合用在電流信號電路如電流鏡中，但在電壓信號處理電路如差分對中，失調(diào)達到最小，僅由閾值電壓失配決定，即能實現(xiàn)最佳精度。

考慮到單端輸入，工作在弱反型區(qū)的器件，增益帶寬積為



式（2.2.31）給出了弱反型區(qū)器件的功耗-速度-精度的關(guān)系式，同樣在更復(fù)雜的電路形式中，上式仍然適用。

2電流模式電路

電 流模式（Current-mode circuit）CMOS電路自1983年首次提出后，日益受到重視。所謂的電流模式電路，是指選用電流而不是電壓為電路中的信號變量，并通過處理電流變 量來決定電路的性能，即前面提到的電流信號處理電路。和電壓模式電路相反，電流信號源具有高輸出阻抗，所以要求負載阻抗低，電路中關(guān)鍵節(jié)點阻抗低。在低壓 低功耗應(yīng)用中，電流模式電路的這些特點有廣闊的應(yīng)用前景。

首先，可以在保證性能的前提下，通過進一步降低電源電壓來實現(xiàn)低功耗。

不管是連續(xù)時間系統(tǒng)還是離散時間系統(tǒng)中，電流、電壓模式電路中與動態(tài)范圍相關(guān)的功耗滿足下式



式（2.2.32）中可見，為了維持同樣的DR*GBW值，當電源電壓降低時，電壓模式電路中需要消耗比電流模式電路更多的功率。另外，電流模式電路的電壓擺幅低，這都說明了在低功耗設(shè)計中，電流模式電路更容易滿足低電壓要求。

其次，電流模式電路更容易滿足速度的要求。如式（2.2.18）說明，器件的工作速度、帶寬與節(jié)點電容成反比，而電流模式電路的低電容節(jié)點保證了有更快的充放電速度，因此有望能夠在高頻高速場合中獲得應(yīng)用。

最后，電流模式電路顯然更容易實現(xiàn)基于電流信號的運算。模擬電路中許多基本的運算功能，如加、減、乘、積分等，用電流模式電路實現(xiàn)要比電壓模式電路簡單。比如，在一個低阻抗節(jié)點就可以完成電流信號的加或減運算。

3浮柵技術(shù)

浮柵（Floating Gate，F(xiàn)G）技術(shù)是另一個用于減輕模擬電路對電源電壓要求的方法。幾十年來，F(xiàn)G MOS管被用在數(shù)字EPROM或EEPROM中，近年來有一些文獻介紹了FG MOS管在模擬電路中的應(yīng)用。

圖2.2.4給出了一個多輸入的FG MOS管電路結(jié)構(gòu)模型。由圖可見，F(xiàn)G MOS管的浮柵類似于傳統(tǒng)MOS管的柵極，但是浮柵電壓V_FG不是被直接控制，而是通過電容耦合由控制柵極決定。



如果是兩輸入結(jié)構(gòu)的FGMOS管，其中的一個柵極被稱為偏置柵極，加上較高的直流偏置電壓V B；另一個加上信號則被稱為信號柵極，則MOS管的等效閾值電壓為



式中，k 1 =C G1 /C TOPAL，k₂=C_G2/C_TOPAL，其中C_G1、C_G2分 別是浮柵和控制柵間的電容，C TOPAL則是圖2.2.4中所示電容總和。FG MOS管的一個突出優(yōu)點是浮柵和其它節(jié)點的電隔離十分理想，所以電荷能夠穩(wěn)定存在，甚至能長達數(shù)年。適當改變浮柵上的靜電荷數(shù)量，即選擇適當?shù)膋 1和k 2值，由式（2.2.33）可知，控制柵極上的等效閾值電壓可以降低，從而得到一個低V_TH的MOS管，可用于低壓模擬電路中。

明 顯地，這項技術(shù)需要制作浮柵，工藝較為復(fù)雜，常規(guī)工藝下無法實現(xiàn)；另外，F(xiàn)G MOS管的輸出阻抗較低，因此也只適合用于低增益電路結(jié)構(gòu)。事實上，F(xiàn)G MOS技術(shù)應(yīng)用于低壓模擬電路的設(shè)計，還正處于實驗階段，如FG CMOS模擬微調(diào)（trimming）電路、神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)元件、乘法器、D/A轉(zhuǎn)換器和放大器等。

4體驅(qū)動MOS管技術(shù)

體 驅(qū)動或襯底驅(qū)動MOS管（Bulk-driven or Body-driven MOSFET）技術(shù)是由A. Guzinski等于1987年首次提出的，起初是用作OPA差分輸入級中的有源元件，目的是降低g m以提高線性度。為了滿足低電源電壓要求，文獻[72]利用體驅(qū)動MOS管的耗盡特性，設(shè)計了一個具有rail-to-rail共模輸入范圍的1V運放。 體驅(qū)動技術(shù)只能用于阱內(nèi)的MOS管，如圖2.2.5所示，可以等效為一個結(jié)型場效應(yīng)管。



傳統(tǒng)MOS管中，漏電流I_D受到柵源電壓V_GS控制；阱源電壓也會影響I_D，但只是一個寄生效應(yīng)，可用體跨導(dǎo)g_mb表征。但是如圖2.2.5所示，如果將V_GS固定為一個能使MOS管導(dǎo)通的直流偏壓V_B，信號施加在阱（也被稱為體柵極）上時，將得到一個類似于JFET.具體地講，就是利用襯偏效應(yīng)調(diào)節(jié)MOS管的閾值電壓V_TH，從而達到控制電流I_D變化的目的。

體驅(qū)動MOS管應(yīng)用于低壓模擬電路設(shè)計，主要基于以下優(yōu)點：

第 一，它作為一個耗盡型器件工作，所加的偏壓可為負、零或是一個很小的正值。這對于電路中器件的閾值電壓V TH將不再有特殊要求，在低壓下電壓擺幅也可以提高，因此工作電壓也幾乎可以下降到極限（對于V TH≈0.8V的器件，最小的工作電壓甚至可為0.9V）。第二，基于較大的電壓開/關(guān)比，可利用常規(guī)的前柵極來調(diào)節(jié)體驅(qū)動MOS管。

當然，體驅(qū)動MOS管還有一些缺點不容忽略：首先，從本質(zhì)上，體驅(qū)動管的體跨導(dǎo)g mb低于常規(guī)MOS管的g_m（g_mb/ g_m值 通常在0.2～0.4），因此GBW低，頻率響應(yīng)低，相應(yīng)放大器的輸入噪聲也比常規(guī)放大器的高；其次，體驅(qū)動管的極性與制造工藝密切相關(guān)，如在P阱工藝 中，只能制得N型體驅(qū)動MOS管，所以一般不適合用作CMOS電路結(jié)構(gòu)；再者，在不同的阱中制作體驅(qū)動MOS管，必須將阱隔離；還有，寄生BJT容易導(dǎo) 通，易產(chǎn)生閂鎖（latch-up）效應(yīng)。

5方案比上面提出的有望在低壓場合獲得應(yīng)用的低功耗技術(shù)，并不是可以無條件的選擇使用，還要根 據(jù)設(shè)計要求及所用工藝條件來判別，表2.1列出了這幾種技術(shù)的性能比較。實際的模擬電路設(shè)計中，可以選擇其中一種合適的方案進行功耗優(yōu)化；甚至還可以根據(jù) 應(yīng)用特點，將幾種方案有機組合運用。



2.3數(shù)?；旌想娐返牡凸脑O(shè)計

鑒于越來越多的混合信號系統(tǒng)的出現(xiàn)，將數(shù)字電路和模擬電路分開考慮的低功耗設(shè)計也受到了挑戰(zhàn)?？梢灶A(yù)見的是，如果將混合信號電路作為一個整體，在按傳統(tǒng)方法對數(shù)字和模擬部分分別進行功耗優(yōu)化后，再進行統(tǒng)一的功耗管理，難度將更大，但功耗優(yōu)化的效果也將更明顯。

從 前面的討論可知，在靜態(tài)下數(shù)字電路所消耗的功率較小，但是模擬電路為了實現(xiàn)正常的性能需要足夠大的工作電流，具有相對高的靜態(tài)功耗。混合信號系統(tǒng)中，如果 控制暫時不工作、也不影響整個系統(tǒng)輸出的模擬電路模塊，通過犧牲一定的性能來換取功耗的降低，則整個系統(tǒng)的靜態(tài)功耗將顯著減小。這種控制信號可以分為兩 種：一種是外加的數(shù)字信號，可以人為地控制模擬電路的工作；另一種則是由內(nèi)部數(shù)字模塊產(chǎn)生，并可以自動控制。顯然，后者更簡單靈活。圖2.3.1給出了混 合信號系統(tǒng)中，由內(nèi)部數(shù)字信號控制模擬電路降低功耗的拓樸圖。



從 圖2.3.1可以看出，和傳統(tǒng)的混合信號電路相比，系統(tǒng)中僅僅增加了一個控制信號產(chǎn)生電路（Control Signal Generator）和一個開關(guān)（Switch），結(jié)構(gòu)簡單。電路工作原理如下：利用數(shù)字模塊中的內(nèi)部信號產(chǎn)生一個控制信號，并通過一個開關(guān)電路有效地控 制不需要工作的模擬電路模塊。圖2.3.1的另一個優(yōu)點是電路兼容性好，即可以在不改變原有系統(tǒng)的情況下，增加一些開關(guān)和控制信號實現(xiàn)低功耗。更突出的 是，原先將模擬電路和數(shù)字電路中分開考慮的功耗優(yōu)化方法仍然適用。

圖2.3.1所示的功耗優(yōu)化是數(shù)模混合信號系統(tǒng)的動態(tài)功耗管理，可以通過不同的途徑實現(xiàn)。一種是可以借鑒數(shù)字電路中的門控時鐘技術(shù)。對于時鐘控制的硬件單元，將其響應(yīng)不影響性能的電路工作頻率降低，將能夠節(jié)省電路功耗。

由 于這種門控時鐘技術(shù)是一種很普遍的數(shù)字電路功耗管理方法，所以應(yīng)用于模擬電路中難度并不大，但是它也只適用于動態(tài)模擬電路。還要強調(diào)的是，時鐘門控不能消 除功耗，如果是本地時鐘門控或者時鐘產(chǎn)生電路一直是工作的，那么時鐘電路仍然有動態(tài)功耗，而且即使時鐘信號全部暫停，也不能避免泄漏電流所產(chǎn)生的功耗。因 此，如果要達到最小功耗的目標，用這種門控時鐘的方法不一定能實現(xiàn)。另一種方法是，將處于空閑狀態(tài)的電路電源簡單關(guān)斷，理論上則能夠徹底消除電路的功耗。 這種方法適用面寬，如果采用內(nèi)部數(shù)字信號則實現(xiàn)相對簡單，并且對數(shù)字電路和模擬電路都有效。但是，這種方法需要重點解決以下問題：

① 控制信號的設(shè)置。由于可以采用內(nèi)部數(shù)字信號，因此需要決定是否關(guān)斷電路、何時關(guān)斷、關(guān)斷多久，即動態(tài)功耗管理策略將是研究的重點和難點。如何將數(shù)字電路的 低功耗設(shè)計方法擴展到整個混合信號系統(tǒng)中，這方面文獻報道較鮮見。而且，所增加的控制信號產(chǎn)生電路會有額外的功耗，而且其輸出不能夠影響電路的正常工作， 這些在設(shè)計時都需要考慮。

②開關(guān)電路的實現(xiàn)。開關(guān)電路可以切斷電源到模擬模塊，或者從模擬模塊到地的電流通路。開關(guān)電路的形式有多種，在 數(shù)字電路中，可以在輸入端加入鎖存器，來產(chǎn)生使能信號；而在模擬電路中，提出了所謂系統(tǒng)級的電流控制方法，即設(shè)計一個系統(tǒng)級的電流源，在系統(tǒng)啟動時工作， 將由它產(chǎn)生的電流源/沉配送給系統(tǒng)中的分布式電流源/沉，然后再進一步再生和擴展成為模擬電路所需要的電流源/沉。數(shù)字電路控制信號通過控制分布式電流源 /沉的開關(guān)狀態(tài)，來控制模擬電路的工作與否。這種系統(tǒng)級電流使能控制電路，不僅增加了電路設(shè)計的復(fù)雜度和難度，還給數(shù)字控制電路提出了更高的要求，僅僅適 用于多種功耗模式的管理系統(tǒng)。

如果采用單個MOS管充當簡單的開關(guān)電路，它可以作為一個電流勢壘，由數(shù)字電路控制來控制模擬電路進入不工作的狀態(tài)。并且，開關(guān)管是在原有模擬電路加上的，能節(jié)省附加電路所引起的功耗，因此對于功耗模式較少的系統(tǒng)，單MOS控制管則是一種簡便有效的方法。

總之，在數(shù)?；旌想娐分校趯?shù)字電路和模擬電路分別進行低功耗設(shè)計的前提下，再根據(jù)負載、電源等，由內(nèi)部數(shù)字電路產(chǎn)生控制信號，靈活地關(guān)斷不工作的模擬電路模塊，將有效地節(jié)省混合信號系統(tǒng)功耗。

2.4小結(jié)本章對數(shù)模混合電路低功耗所涉及的方法進行了討論和研究。

在 傳統(tǒng)的低功耗設(shè)計中，均將數(shù)字電路和模擬電路分別考慮。從數(shù)字電路中基本的功耗方程出發(fā)，總結(jié)了影響電路功耗的四個主要因素；從電路設(shè)計的角度，重點討論 了系統(tǒng)結(jié)構(gòu)級、寄存器傳輸級、邏輯/門級、版圖級的數(shù)字電路低功耗設(shè)計方法。對模擬電路實現(xiàn)低功耗的基本限制條件作了討論；分析了設(shè)計時所遇到的實際限制 條件，并進行了數(shù)學(xué)推導(dǎo)，給出了噪聲決定的功耗和精度決定的功耗表達式；總結(jié)了四種低壓低功耗模擬電路方法，并對亞閾值電路和電流模式電路中，與噪聲和精 度相關(guān)的功耗進行了數(shù)學(xué)描述，分析比較了四種方案的適用性。

提出了將數(shù)字電路和模擬電路協(xié)同考慮的數(shù)?；旌想娐返凸耐貥悖惶岢隽嗽诎磦鹘y(tǒng)方法對兩部分分別進行功耗優(yōu)化后，再將數(shù)字電路的動態(tài)功耗管理技術(shù)推廣到整個混合信號系統(tǒng)，控制關(guān)斷不需要工作的模擬電路模塊；并對控制信號產(chǎn)生電路和開關(guān)電路作了分析討論。

本章是以下各章研究的理論基礎(chǔ)。