確定運算放大器輸出驅(qū)動能力的方法分析

在電路中選擇運算放大器(運放)來實現(xiàn)某一特定功能時，最具挑戰(zhàn)性的選擇標準之一是輸出電流或負載驅(qū)動能力。運放的大多數(shù)性能參數(shù)通常都會在數(shù)據(jù)手冊、性能圖或應用指南中明確地給出。設計者須根據(jù)輸出電流并同時參考運放的其他各類參數(shù)，以滿足數(shù)據(jù)手冊中所規(guī)定的產(chǎn)品性能。不同半導體制造商所提供的器件之間，甚至同一家制造商所提供的不同器件之間的輸出電流都存在很大區(qū)別，這使得運放的設計和應用變得更加復雜。本文將通過一些實例講解如何根據(jù)運放的性能參數(shù)對所需進行設計的電路的驅(qū)動能力進行評估，從而幫助設計者確保自己所選擇的產(chǎn)品，在所有情況下都具有足夠的負載驅(qū)動能力。

哪些因素影響驅(qū)動能力

輸出驅(qū)動能力是一系列內(nèi)部和外部設定值或條件的函數(shù)。輸出級的偏置電流、驅(qū)動級、結(jié)構(gòu)和工藝都屬于內(nèi)部因素。一旦選擇了一種器件來實現(xiàn)某一特定的功能，設計者就無法再改變這些影響輸出驅(qū)動能力的內(nèi)部條件。大多數(shù)低功耗運放的輸出驅(qū)動能力較差，其中一個原因就是它們的輸出級的偏置電流較小。另一方面，高速運放通常具有較高的驅(qū)動能力，可滿足高速電路的低阻要求。高速運放通常具有較高的電源工作電流，這也會提高輸出驅(qū)動能力。

傳統(tǒng)上，集成化PNP級比NPN晶體管的性能要差。在這樣的工藝下，PNP輸出晶體管與NPN相比，越低的β值，意味著輸出驅(qū)動能力會不平衡。滿擺幅輸出的運放通常會將晶體管的集電極作為輸出管腳，性能較差的PNP管會導致提供源電流(source current)的能力比提供阱電流(sink current)的能力差。對于非滿擺幅器件，情況恰好相反，由于大多數(shù)器件使用PNP晶體管的發(fā)射極輸出，大大地影響了阱電流特性，因此它們輸出阱電流的能力較差。而且，當估計器件的輸出電流能力時，器件之間的性能波動也應考慮在內(nèi)。因此設計者在基于典型的數(shù)據(jù)手冊規(guī)范選擇器件的同時，還必須考慮限值和最小規(guī)范，以確保所使用的每個器件在生產(chǎn)時都具有足夠的驅(qū)動能力。

除上面所列的內(nèi)部因素之外，一些外部因素也會影響驅(qū)動能力。其中一些能夠被控制，以優(yōu)化輸出驅(qū)動能力，而其余的就很難控制。下面列出了影響輸出驅(qū)動能力的外部因素：相對于相應電源電壓的輸出電壓余量(相對于電源電壓的差值)；輸入過驅(qū)動電壓；總電源電壓；直流與交流耦合負載；結(jié)溫。

輸出驅(qū)動能力通常以輸出短路電流的形式給出。此時，制造商指定當輸出接地(在單電源供電的情況下為1/2電源電壓，稱作V_s/2)時所能提供的電流值。制造商可能會提供兩個數(shù)值，一個代表源電流(通常前面會有+)，另一個代表阱電流(通常前面會有-)。在負載上電壓擺幅很小的應用中，輸出級驅(qū)動器相對于電源電壓(源電流為V+，漏電流為V-)會有很大的電壓差，此時用戶能夠使用這一數(shù)據(jù)來有效地預測此運放的性能。試想運放帶一個很大負載并且該負載被一個接近地(或在單電源情況下為V_s/2)的電壓驅(qū)動的情況。如果放大級的負載是逐步變化的，能向負載提供的電流將與運放數(shù)據(jù)手冊中輸出短路電流所給出的電流值一致。一旦輸出開始隨之改變，將發(fā)生兩個情況：運放的輸出電壓余量減小；運放的輸入過驅(qū)動電壓減小。

由于前一個原因所能提供的輸出電流將減小，這還與運放的設計有關，如后者中所述，過驅(qū)動電壓的減小也會引起輸出電流的減小。

另一種更有用的確定電流能力的方法，是使用輸出電流和輸出電壓圖。圖1顯示了美國國家半導體公司的LMH6642的輸出電流和輸出電壓圖。對于大多數(shù)器件，通常會對源電流(圖1a)和阱電流(圖1b)這兩種情況分別給出一張圖。

圖1：LMH6642的輸出特征。

使用這種圖，就能夠估算出對于給定的輸出擺幅運放所能提供的電流。這些圖由半導體制造商提供，用來顯示放大器的輸出電流能力與輸出電壓之間的關系。

請注意，在圖1中，描述了來自V⁺的V_out與輸出源電流的關系，以及來自V^-的V_out與輸出阱電流的關系。用這種方法來表示數(shù)據(jù)的原因之一是，和輸出電壓相對于地的表示方法相比，它能被更容易地應用于單電源或雙電源操作。另一個原因是由于電壓余量比總的電源電壓對于輸出電流的影響要大得多，因此對于任意的電源電壓，即使在數(shù)據(jù)手冊上找不到精確對應的條件，這種數(shù)據(jù)手冊示方法也能使設計者通過一組最接近的曲線來進行粗略的計算。

圖1能夠用來預測一個給定負載上的電壓擺幅。如果坐標軸是線性的，設計者只需要在圖1的特征曲線上加上一條負載曲線，通過這兩條曲線的交點就能確定電壓擺幅。但如圖所示，很多情況下，尤其當運放是滿擺幅輸出時，兩條坐標軸都使用對數(shù)坐標，以使得在輸出電流很小、輸出只有幾毫伏的情況下，曲線也能有較好的分辨率。在對數(shù)坐標下，負載曲線不再是一條簡單的直線，將不容易畫出。那么如何才能預測一個給定負載的輸出擺幅呢？

如果設計師愿意花些時間在器件性能和外部電路要求之間反復進行擺幅預測，會得到一個十分精確的結(jié)果。這里，我將利用一些實例說明如何進行這種預測。

圖2：預測給定負載上的輸出電壓擺幅的實例。

考慮如圖2a的應用，其中LMH6642被用來驅(qū)動一個R_L=100Ω并與V_s/2(1/2電源電壓)相連的負載。假設此情況下LMH6642的輸出被偏置在V_s/2或5V：

問題是設計師能夠使用圖1中所示的LMH6642的數(shù)據(jù)來估計可能的最大輸出擺幅嗎？答案是肯定的。

為了估計擺幅，要創(chuàng)建一張表(表1)，它由輸出擺幅的初始猜測值開始(第2列)，接著是對猜測值的一系列修正(比較第3列和第5列，結(jié)果由第6列顯示)。

表1： 使用迭代來預測圖2a的輸出擺幅(LMH6642)。

重復這一過程，直至在所給的條件下，器件特性與負載要求一致，便在第2列的底部得到了最終的結(jié)果，這樣就完成了對擺幅的估算。因此，表１中的反復結(jié)果顯示，圖2a中的電路能在100Ω的負載上產(chǎn)生最高8.75V的電壓。轉(zhuǎn)換成峰峰值是7.5V_PP{=(8.75-5)V x 2=7.5V_PP}。

下面列出了表1中所使用方法的一些注意事項：對于圖2a中的電路，只能提供源電流。因此，只使用了圖1a。在每種情況下，在圖1中假設最差的溫度情況來計算第5列的數(shù)值。第5列中的數(shù)值是在圖1a中將第4列的值作為y軸，然后從圖中讀出的。第2列中的最終結(jié)果，也就是第4次迭代的值，還是一個近似解，因為第3列(87.5mA)中的數(shù)值仍比第5列(90mA)低。但是，圖中的分辨率已經(jīng)不允許再對這個結(jié)果進行細調(diào)。

現(xiàn)在我們對剛才討論的實例稍做變化，假設LMH6642的輸出負載不變，但信號經(jīng)過交流耦合的情況，如圖2b所示。預測輸出擺幅的方法與前面相同，只是由于交流耦合負載只能看到信號的擺幅，輸出電壓的直流分量(偏置)被交流耦合電容阻擋，因此表中的一些條目(第3列)需要被修改。此外，還要注意交流耦合負載需要LMH6642的輸出能接受和提供電流(與圖2a中只需要輸出提供電流的應用不同)。因此，選擇源電流和漏電流特征中較小的一個數(shù)值，填入表2中的第5列。

表2：使用迭代預測圖2b的輸出擺幅。

第2列中的最終結(jié)果(9.6V)對應于交流耦合負載上9.2V_PP{=(9.6-5)V*2=9.2V_pp}的輸出擺幅，像所預期的那樣，要比前面所討論的直流耦合負載的實例中的值(7.5V_PP)大，原因是沒有直流負載。

使用這些可選的輸出能力圖估算擺幅的過程，與前面給出的實例十分相似，都是使用反復方式對初始的猜測值進行細調(diào)。

如何測量輸出參數(shù)

運放數(shù)據(jù)手冊中的輸出參數(shù)通常用一些根據(jù)合理數(shù)量的單位計算出的圖來表示。數(shù)據(jù)手冊中的圖可以說是屬于線性工作區(qū)，因為它們顯示的是閉環(huán)工作條件下的典型特征。當然，大多數(shù)運放是在閉環(huán)條件下工作的，但是在某些特定的應用中，也需要在開環(huán)條件下工作。這意味著運放不能像通常那樣，保持輸入端之間的電壓差為0。這是由于快速的輸入變化要求運放的輸出在很短的時間內(nèi)改變。這就是說，環(huán)路是開放的，同時輸出向最終值變化，在這段時間內(nèi)，輸入端之間會有一個很大的電壓差。一旦達到最終的輸出值，輸入電壓差又會再次減小到非常接近于0V(即輸出電壓除以運放很大的開環(huán)增益)。

像前面所解釋的那樣，一些運放由于架構(gòu)的原因，在開環(huán)條件下能明顯地提供更高的電流。但是在被用來在一個負載上維持一定量的電壓擺幅這樣的穩(wěn)定正常的閉環(huán)條件下，輸出電流能力必須在很小的輸入過驅(qū)動電壓條件下被確定。輸入過驅(qū)動電壓要大于運放輸入級的輸入失調(diào)電壓，但不能太大，否則會影響電流能力。

為了得到輸出特征圖，制造商會使用開環(huán)或閉環(huán)結(jié)構(gòu)進行測量。只要遵循輸入過驅(qū)動電壓的要求，得到的結(jié)果是相同的。如圖3a所示，在測量開環(huán)輸出電流時，待測器件(DUT)的輸出連接一個可變的電流源(或電流沉)發(fā)生器(G_o)，并由雙電源供電。

圖3：測量輸出特征。

只需在輸入端施加足夠的差分電壓，來克服輸入失調(diào)電壓并產(chǎn)生輸出(對于源電流能力的測試，朝向正電源；對于輸出阱電流的測試，朝向負電源)。此電壓被稱作輸入過驅(qū)動電壓(V_ID)。大多數(shù)運放需要大約20mV左右的輸入過驅(qū)動電壓來達到完全電流輸出能力。為了支持較小的輸出失真，在指定輸出電流時，輸入過驅(qū)動電壓應小于+/-20mV。在這些條件下，輸出電流源(電流阱)發(fā)生器可以在適當?shù)姆秶鷥?nèi)進行掃描，并且記錄每個掃描點的輸出電壓。將輸出電壓(直接給出或是與之對應的電源電壓之間的關系)與對應的發(fā)生器的輸出電流畫在圖上，就得到了輸出特征圖。如果允許電流源(電流阱)發(fā)生器提供一個足夠大的電流，最終得到的點的輸出電壓會精確地等于V+和V-之和的1/2(在電源對稱的系統(tǒng)中就是地)。這一點對應的電流值就是數(shù)據(jù)手冊上的輸出短路電流，大多數(shù)運放的數(shù)據(jù)手冊中通常會提供這個數(shù)值。如圖1所示，輸出短路電流大約為100mA，與之相對應的縱軸坐標為5V(對于+/-5V的電源)。

圖3b中的設置與圖3a中的相似，也能被用來測量輸出特征。兩種設置的差別在于，在圖3b的電路中，DUT的環(huán)路通過R_F和R_G閉合。為了測量一個給定V_OUT下的輸出電流能力，需要設置適當?shù)腣_IN來得到所需的V_OUT。G_o會一直增大直到達到所需的輸入過驅(qū)動電壓(V_ID)(通常小于+/-20mV，并大于輸入失調(diào)電壓，其值可以通過V_OUT的下降(ΔV_OUT)測得)。R_F和R_G的數(shù)值已知情況下，輸入過驅(qū)動電壓(V_ID)與V_OUT下降之間的關系為：

V_ID= ( V_OUT/(1+R_F/R_G)，其中( V_OUT是由于G_o增大所引起的V_OUT的變化

例如，當R_F=10K、R_G=1K時，如果V_in =-0.3V，則輸出將為3V。所需的20mV的輸入過驅(qū)動電壓對應于由G_o的電流變化所引起的輸出電壓220mV{=20mV * (1+10)= 220mV}的改變，或V_OUT= 2.78V。

值得注意的是，一些專門為低功耗應用所設計的高壓擺率的電壓反饋運放，在前端使用了壓擺率增強電路。這樣能使運放節(jié)省功耗，并產(chǎn)生高速的大信號輸出擺幅(換句話說就是高壓擺率)。例如美國國家半導體公司的兩款高速運放LM7171和LMH6657。為了達到上述目的，大輸入擺幅增加了向內(nèi)部補償節(jié)點的電容所提供的電流，這一電容通常是用來限制運放壓擺率的。因此，這一類器件的壓擺率與輸入過驅(qū)動電壓相關。

圖4：LMH6657的壓擺率與輸入過驅(qū)動電壓的關系反映出壓擺率的增強。

圖4是LMH6657數(shù)據(jù)手冊中所給出的壓擺率與輸入過驅(qū)動電壓的函數(shù)關系。

因此，在輸入過驅(qū)動電壓和輸出壓擺率較大的情況下，這類器件的輸出電流能力也得到了提高。

圖5：兩個不同的輸入過驅(qū)動電壓下，LMH6657的輸出提供電流特征。

圖5顯示了在兩個不同的輸入過驅(qū)動電壓下，LMH6657的輸出提供電流能力(I_OUT)與輸出電壓之間的關系，從中可以看出，較大的輸入過驅(qū)動電壓增大了輸出電流(圖中表現(xiàn)為對于相同的I_OUT，輸出電壓到電源電壓的余量要小)。這里沒有給出接受電流特征，但結(jié)果是相似的。

與常規(guī)的電壓反饋運放相比，更需要確保這類器件的輸出特征被正確地理解。通過增大輸入過驅(qū)動電壓能夠得到額外的輸出驅(qū)動能力。但是，當進行像在負載上維持一個穩(wěn)態(tài)擺幅這樣的失真很小的閉環(huán)工作時，卻需要很小的輸入過驅(qū)動電壓(前面已經(jīng)提到過+/-20mV)。在輸入過驅(qū)動電壓很大的條件下指定的輸出能力只能用于瞬態(tài)行為，此時輸出尚未達到最終值，一旦輸出達到最終值，輸入過驅(qū)動電壓就會下降到20mV以下。因此，當在穩(wěn)態(tài)輸出電流而不是瞬態(tài)行為十分重要的應用中，評估這類器件的性能時，需要注意輸入過驅(qū)動條件。

電流反饋(CFB)運放的輸出特征的測量方法與上面所給出的方法十分相似。圖6顯示了進行這一測量時所使用的設置。

圖6：測量CFB運放的輸出特征。

CFB的結(jié)構(gòu)是由一個位于正向和反向輸入端之間增益為1的緩存器構(gòu)成的，電阻R_G使得電流能夠流過反向端口。設置V_IN的值大于輸入失調(diào)電壓，電流就會從反向輸入端口流出，并且輸出會向正電源電壓V⁺增長(即會盡可能地靠近V⁺)。像前面所解釋的電壓反饋(VFB)運放的情況一樣，電流發(fā)生器G_o會對一系列適合DUT的電流值進行掃描，得到輸出提供電流能力與輸出電壓之間的關系。通過顛倒V_IN的極性并將G_o設置成向DUT的輸出管腳提供電流，就能夠確定接受電流能力。注意，對于CFB結(jié)構(gòu)，輸入過驅(qū)動電壓對于輸出特征的影響比VFB結(jié)構(gòu)要小。

輸出能力和運放的宏模型：

美國國家半導體公司向用戶提供的Pspice宏模型，能夠很好地預測運放的許多參數(shù)，輸出特征是其中之一。對于我們一直在討論的LMH6642，圖7給出了由美國國家半導體公司的Pspice模型所預測的輸出特征。

在建立Pspice宏模型時，我們力圖使圖7中所示的模型曲線與圖1中所示的典型的器件特性相符合。但是，仔細觀察就會發(fā)現(xiàn)，圖7中的曲線與圖1中的典型特征曲線相比還是過于理想化。對于我們努力想要建模的參數(shù)來說，Pspice宏模型只能提供有限的精度。此外，通常而言，Pspice的輸出電流模型，沒有包括內(nèi)置壓擺率增強特性的器件中過度的輸入過驅(qū)動電壓會增強輸出驅(qū)動能力的效應。

只要運放的宏模型中包括了這一行為，使用Pspice模擬能夠直接快速地估計出一系列電阻負載上的輸出電壓擺幅(而不是像圖7中顯示的輸出能力)。當LMH6642工作于圖1A所示的電路條件下，附錄B中所示的Pspice仿真文件是一種得到一系列電阻負載上的最大輸出擺幅的可行方法(電阻范圍為60~100歐姆，步長為10歐姆)。圖8顯示了Pspice所產(chǎn)生的結(jié)果圖。

從這幅圖中，設計者能夠直接讀取所指定的不同負載的輸出電壓擺幅，并畫出如圖9所示的擺幅與負載的關系圖。對于一個100歐姆的負載，將Pspice所預測的9.48V的擺幅(如圖9所示)與前面的迭代分析所預測的8.75V(如表1所示)的擺幅進行比較。當將Pspice的結(jié)果與數(shù)據(jù)表上的典型規(guī)格進行比較時，出現(xiàn)大約8%的差距是很普遍的情況。

作者：

Hooman Hashemi

首席應用工程師

美國國家半導體公司