高頻準(zhǔn)諧振反激式參考設(shè)計實現(xiàn)超高功率密度緊湊適配器

如于2016年1月1日生效的歐盟CoC V5 TIer 2 規(guī)定，輸出功率為45 W和65 W的AC-DC適配器平均能效需分別達到87.7%和89%，待機功耗分別低于75 mW和150 mW，并且還要求10%負(fù)載條件時的能效需分別達到77.7%和77.5%。電源設(shè)計工程師面臨體積、能效和成本等多方面的設(shè)計挑戰(zhàn)。

表1. AC-DC 適配器能效法規(guī)一覽

開關(guān)頻率直接決定開關(guān)電源的功率密度，提高開關(guān)頻率可有效地減小無源功率器件如變壓器、輸出電容的尺寸，從而提高功率密度；高功率密度應(yīng)用僅滿足能效規(guī)范遠遠不夠，因為體積減小時，散熱面積也相應(yīng)減少，需提高能效以減少發(fā)熱，減小對內(nèi)部元器件壽命的影響；此外，工程師需將成本控制在合理范圍內(nèi)，以在競爭激烈的市場處于有利地位。

準(zhǔn)諧振反激 + 同步整流 = 高功率密度適配器

LLC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)可提供高頻率和高能效，但其成本較高，且對輸入電壓范圍有嚴(yán)格要求，不適用于筆記本電腦這一功率等級。采用準(zhǔn)諧振反激式拓?fù)浼由贤秸?SR)可輕松地設(shè)計出滿足體積、能效、成本等要求的高功率密度適配器，如安森美半導(dǎo)體的高頻準(zhǔn)諧振反激式控制器NCP1340/1+SR控制IC NCP4305/80。

準(zhǔn)諧振模式允許使用相對大的緩沖電容Clump，額外增加的Clump (10-22pF)可以減少MOS管關(guān)斷損耗，減少電磁干擾(EMI)。準(zhǔn)諧振反激有利于次極端加SR，可降低整流二極管導(dǎo)通損耗，減少次極端整流管尖峰電壓，降低其耐壓要求。

圖1. 準(zhǔn)諧振模式允許使用相對大的緩沖電容Clump

準(zhǔn)諧振式反激電源損耗分析和設(shè)計要點

分析準(zhǔn)諧振反激損耗旨在提高工作頻率后再減少功率損耗。準(zhǔn)諧振反激電源的損耗主要分布在初級MOSFET、尖峰吸收電路、變壓器和輸出整流。

圖2. 準(zhǔn)諧振反激電源的損耗分布

1．初級MOSFET損耗分析

初級MOSFET損耗主要包括導(dǎo)通損耗、開關(guān)損耗和驅(qū)動損耗。導(dǎo)通損耗由漏源導(dǎo)通阻抗Rds(on)和初級端均方根電流定義。對于開關(guān)損耗，由于MOSFET的結(jié)電容與其Vds電壓成非線性比例，所以不能用簡單的電容儲能公式計算，需要將實際的結(jié)電容考慮進去，結(jié)電容可理解為MOSFET DS 網(wǎng)絡(luò)間等效的除了MOSFET內(nèi)部的結(jié)電容外的其它電容。驅(qū)動損耗在開關(guān)頻率較低時可以不作考慮，但在高頻應(yīng)用中不能忽略，它在MOSFET導(dǎo)通和關(guān)斷時產(chǎn)生，主要取決于MOSFET總門極電荷Qg、開關(guān)頻率和IC工作電壓Vcc，損耗大部分消耗在驅(qū)動電阻上。

因此，對于MOSFET的選取，在高頻應(yīng)用中，Rds (on) x Qg乘積數(shù)越低越有利于降低導(dǎo)通損耗和驅(qū)動損耗。應(yīng)選擇體積小、薄且散熱性好的低熱阻封裝。由于氮化鎵(GaN) MOSFET具有更優(yōu)的Rds (on) x Qg參數(shù)，可額外增加約0.3%的滿載效率，而在成本允許的情況下，GaN MOSFET是理想的選擇。

2. 尖峰吸收電路損耗分析

尖峰吸收電路主要用于鉗制MOS管Vds電壓，防止其過壓擊穿。電阻-電容-二極管(RCD)吸收和瞬態(tài)電壓抑制器(TVS)吸收是兩種常用的電路，其中RCD最為常用，可靠性較高。

圖3. 兩種常見的尖峰吸收電路

對于RCD電路中，較大的吸收電容C可減少鉗位電壓紋波，但會增加待機功耗，所以C的選取一般以滿載時5%至10%鉗位電壓紋波為宜。如果吸收電阻R較熱，可減小變壓器漏電感，選用Trr一致性好的慢管，可降低鉗位電壓，減少R損耗。

鉗位電壓方面，選擇高的鉗位電壓可降低RCD吸收損耗，但需選高耐壓MOS管，這會導(dǎo)致成本增加，而且變壓器初級電流衰減速度會變快，次級整流電流上升斜率變陡，不利于EMI和次級同步整流效率優(yōu)化。選擇低的鉗位電壓，有利于EMI，次級同步整流控制，但RCD吸收損耗會增加。整流二極管D選用慢管可減少鉗位電壓和改善EMI，但二極管溫升會較高。所以需綜合考慮各方面影響，權(quán)衡擇取。

3. 變壓器損耗分析

變壓器損耗主要包括磁芯損耗、線圈損耗和高頻附加的磁芯及線圈損耗。對于>300 KHz應(yīng)用，相比TP4A, 3C90或3F3，3C95/P51磁芯材料具有更低損耗。高頻應(yīng)用時，臨近效應(yīng)和趨膚效應(yīng)導(dǎo)致繞線交流電阻增大，銅損增加，多股絞線將是非常不錯的選擇。

提高開關(guān)頻率，可以減少變壓器初級電感量，從而減少磁芯損耗。采用多股膠合線，減少趨膚效應(yīng)，分開初級繞組(三明治繞法)以降低鄰近效應(yīng)。如安森美半導(dǎo)體的45 W參考設(shè)計選用RM7變壓器，采用多股線加三明治繞法，初級端為24轉(zhuǎn)25x AWG#38 絞合線，次級端為4轉(zhuǎn)150x AWG#44 絞合線，采用3C90材料。

4. 輸出整流損耗分析

輸出整流通常有二極管整流和SR兩種方案。由于SR MOS導(dǎo)通壓降遠低于二極管導(dǎo)通壓降Vd，所以可比傳統(tǒng)的二極管整流實現(xiàn)更高能效。

和初級MOSFET一樣，SR損耗分為開關(guān)損耗(低壓時可忽略不計)、驅(qū)動損耗(取決于Qg、開關(guān)頻率及Vcc)和導(dǎo)通損耗。其中導(dǎo)通損耗包括MOSFET導(dǎo)通時的內(nèi)阻損耗和體二極管在MOSFET導(dǎo)通前的導(dǎo)通損耗，體二極管導(dǎo)通損耗和MOSFET導(dǎo)通延時密切相關(guān)。安森美半導(dǎo)體的NCP4305/80系列同步整流控制IC具有極短導(dǎo)通延時，可調(diào)至30 ns，同時具有強大的驅(qū)動能力，能快速通斷SR MOSFET。如在45 W參考設(shè)計中，SR MOSFET選用NVMFS6B03NL，內(nèi)阻僅4 m?，Qg 70.7nC，若選用GaN SR MOSFET將可獲得額外約0.3%的滿載能效提升。

綜上所述，損耗源及影響損耗的因素可歸納為：

表2. 損耗源及影響損耗的因素

45 W高功率密度適配器參考設(shè)計

該參考設(shè)計采用安森美半導(dǎo)體的NCP1340高頻準(zhǔn)諧振反激+NCP43080 SR架構(gòu), 在能效和待機功耗方面彰顯出色性能，提供19 V/2.4 A額定輸出，90-264 V寬輸入電壓，體積僅50 mm x 33 mm x 22 mm，所需外圍元件數(shù)少，滿載能效超過92%，待機功耗低于30 mW，完全符合CoC V5 TIer 2能效要求。

圖4. 45 W參考設(shè)計能效 vs. 負(fù)載曲線

其中NCP1340/1采用SO-8封裝，高壓啟動，集成X2放電和欠壓檢測，運行達6個谷底鎖定開關(guān)，可有效地解決因谷底數(shù)不穩(wěn)定所產(chǎn)生的音頻噪聲問題，并通過最小頻率鉗位和Quiet-Skip運行消除噪聲。人類能聽到的頻率范圍是20Hz至20kHz，早期的跳周期控制IC將最低開關(guān)頻率設(shè)置在25 kHz，但間隙工作頻率通常會在2 kHz至4 kHz范圍，所以一旦其進入跳周期模式，噪聲還是很大的。Quiet-Skip將最大的間隙工作頻率設(shè)置為800 Hz，雖然800 Hz仍在可聽見的范圍內(nèi)，但其往往會與背景噪聲很好的融合，所以不容易被察覺。NCP1340/1采用跳周期模式，電流消耗低，因而可實現(xiàn)低于30 mW的低待機功耗，具有頻率抖動特性，可提升EMI性能，實測抖頻功能可降低AV曲線低頻段的峰值約5 dB。此外，NCP1341比NCP1340多了功率倍增模式，可提高瞬態(tài)帶載能力，同時保持最小尺寸的變壓器，實現(xiàn)1.5倍或2倍的額定功率輸出，非常適合打印機、驅(qū)動電源等需要損失功率倍增的應(yīng)用場合。

總結(jié)

設(shè)計高功率密度的適配器電源不但要滿足更輕更薄的發(fā)展趨勢以提升用戶體驗，還要符合日趨嚴(yán)格的能效要求，這對設(shè)計人員來說充滿挑戰(zhàn)。高頻準(zhǔn)諧振反激是適用于低于65 W的高功率密度電源適配器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)之一。安森美半導(dǎo)體的45 W高功率密度參考設(shè)計采用準(zhǔn)諧振反激NCP1340/1 + 同步整流NCP4305/80的架構(gòu)，可輕松設(shè)計出小巧、低成本的高能效高功率密度適配器，滿載能效超過92%，待機功耗低于30 mW，遠遠超越能效規(guī)范。