RF至13GHz超快速建立PLL

　　電路功能與優(yōu)勢

　　圖1所示PLL電路采用13 GHz小數(shù)N分頻頻率合成器、寬帶有源環(huán)路濾波器和VCO，5°以內(nèi)的200 MHz跳頻相位建立時間短于5 µs。

　　采用帶寬為2.4 MHz的有源環(huán)路濾波器獲得該性能。由于ADF4159鑒頻鑒相器（PFD）最大頻率為110 MHz，并且AD8065運算放大器具有145 MHz的高增益帶寬積，因此可獲得該寬帶寬環(huán)路濾波器性能。

　　有源濾波器中使用的AD8065運算放大器能夠采用24 V電源電壓工作，允許控制調(diào)諧電壓為0 V至18 V的大多數(shù)寬帶VCO。

　　圖1. ADF4159、有源環(huán)路濾波器AD8065以及11.4 GHz至12.8 GHz VCO的功能框圖 （原理示意圖： 未顯示所有連接和去耦）

　　電路描述

　　在PLL和VCO頻率合成系統(tǒng)中，獲得低于5 µs的頻率和相位建立時間需極寬的環(huán)路帶寬。環(huán)路帶寬（LBW）定義控制環(huán)路的速度。更寬的LBW允許更快的建立時間，但會犧牲相位噪聲和雜散信號的衰減能力。圖1所示電路將ADF4159鎖定至12 GHz VCO （MACOM MAOC-009269）的RFOUT/2信號（~6 GHz）。然而，具有RFOUT/2信號且最高為24 GHz的VCO可配合ADF4159使用，因為它支持的最高RF輸入為13 GHz。

　　ADF4159小數(shù)N分頻頻率合成器

　　在小數(shù)N分頻架構(gòu)PLL中，來自調(diào)制器（SDM）的噪聲在PFD頻率（fPFD）的一半處達(dá)到峰值。例如，如果小數(shù)N分頻PLL的PFD頻率為32 MHz，則未經(jīng)濾波的SDM噪聲在16 MHz處達(dá)到峰值。SDM噪聲使環(huán)路不穩(wěn)定，導(dǎo)致PLL無法鎖定。圖2顯示此條件下的仿真相位噪聲曲線。

　　圖2. 12 GHz輸出時的相位噪聲曲線（fPFD = 32 MHz，LBW = 2.4 MHz）

　　ADF4159的最大PFD頻率為110 MHz。這表示未經(jīng)濾波的SDM噪聲將在55 MHz處達(dá)到峰值。圖3顯示PFD頻率為110 MHz時的相位噪聲曲線。SDM噪聲出現(xiàn)在距離載波較大的偏移處，因此采用環(huán)路濾波器可將其濾除。

　　圖3. 12 GHz輸出時的相位噪聲曲線（fPFD = 110 MHz，LBW = 2.4 MHz）

　　ADF4159較高的最大PFD頻率同樣很重要，因為建議將LBW保持在1/10 PFD頻率以下，以保證穩(wěn)定性。

　　ADF4159的最大RF輸入頻率為13 GHz。在該電路配置中，ADF4159實際上由VCO RFOUT/2信號驅(qū)動。這表示當(dāng)VCO主要輸出12 GHz時，ADF4159實際上鎖定在6 GHz。

　　該配置意味著可以使用24 GHz VCO，從而12 GHz的RFOUT/2信號反饋回ADF4159。評估板的尺寸可支持各種32引腳5 mm × 5 mm LFCSP VCO。

　　ADF4159內(nèi)部電荷泵的電源電壓為3.3 V。然而，很多寬帶VCO要求具有最高18 V的調(diào)諧電壓。為了滿足這一要求，需要使用有源環(huán)路濾波器。有源濾波器將ADF4159的輸出調(diào)諧范圍與運算放大器的增益相乘。更多詳情，請參見本電路筆記的AD8065部分。

　　ADF4159支持可編程電荷泵電流特性。該特性允許用戶輕松修改環(huán)路濾波器的動態(tài)特性而無需改變物理元器件。在本電路的2.5 mA電荷泵電流下，LBW設(shè)計為2.4 MHz?？梢越档碗姾杀秒娏鳎瑥亩稍诓粚Νh(huán)路濾波器元件做出物理改變的情況下降低LBW。

　　該電路的ADIsimPLL仿真請參見CN0302設(shè)計支持包

　　使用AD8065的有源濾波器

　　AD8065運算放大器電源電壓范圍為24 V，增益帶寬積（GBP）約為145 MHz，并具有低噪聲（7 nV/_Hz）特性。該特性使其成為有源濾波器的理想選擇。

　　對于大多數(shù)PLL應(yīng)用而言，建議相位裕量采用45°至55°，以保持穩(wěn)定的環(huán)路，并在最大程度上縮短建立時間。在有源環(huán)路濾波器中（比如環(huán)路濾波器中存在運算放大器），則在運算放大器的單位增益頻率（或增益帶寬積）處會產(chǎn)生額外的極點。這一額外極點會引入更多相位滯后，因此在不同極點頻率下可能會出現(xiàn)環(huán)路不穩(wěn)定現(xiàn)象。

　　表1. 相位滯后作為GBP的函數(shù)：LBW比

　　GBP與LBW之比越高，相位遲滯越低。例如，表1顯示若GBP/LBW的比值為10將使相位裕量下降5.7°。若GBP/LBW比值過低，則相位裕量同樣會變得很低，使環(huán)路不穩(wěn)定。

　　本電路采用2.4 MHz LBW，因此AD8065 145 MHz GBP的相位遲滯幾乎可以忽略不計（GBP/LBW = 60）。

　　與OP184有源濾波器進行比較

　　OP184是一款有源濾波器PLL應(yīng)用中常用的運算放大器。然而，OP184不適合用于極寬LBW的應(yīng)用，因為其GBP為4 MHz。對相位裕量進行優(yōu)化后，OP184便可用于寬LBW應(yīng)用，但OP184終將限制最大LBW。

　　有源濾波器中的運算放大器配置為反相模式，因此ADF4159采用鑒相器的負(fù)極性編程。反相配置比較容易實現(xiàn)，因為運算放大器正輸入能以固定電壓偏置，不隨運算放大器輸出改變而變化，而在同相配置中運算放大器輸出會改變。

　　AD8065還可用作緩沖器，降低VCO的輸入電容。對于2.4 MHz LBW無源濾波器，VCO輸入端與濾波器最后一個電容的組合電容值必須為1.5 pF左右。但是，VCO單獨測得的輸入電容為52 pF。

　　對于環(huán)路濾波器電容，建議采用C0G/NP0陶瓷電容（比標(biāo)準(zhǔn)電容具有更快的放電時間），以最大程度縮短相位建立時間。

　　該電路要求具有出色的布局、接地和去耦技術(shù)，如教程MT-031和MT-101所述?？稍贑N-0302設(shè)計支持包中找到完整的原理圖、布局文件和物料清單。

　　測試結(jié)果

　　電路的測量相位噪聲如圖4所示。200 MHz跳頻的頻率和相位建立時間分別如圖5和圖6所示。

　　圖4. 12.002 GHz時的相位噪聲（LBW = 2.4 MHz）

　　圖5. 200 MHz跳頻建立時間（12.2 GHz至12.0 GHz）

　　圖6. 200 MHz相位建立時間（12.2 GHz至12.0 GHz）

　　電路評估與測試

　　2.4 MHz有源濾波器PCB修改

　　使用AD8065而非OP184，為實現(xiàn)2.4 MHz有源濾波器而需要

　　對標(biāo)準(zhǔn)EV-ADF4159EB1Z所做的修改如下所示：

　　• 以AD8065ARZ代替U4（8引腳SOIC）

　　• 以220 ­、1%、0603代替R1

　　• 以3 k­、1%、0603代替R2

　　• 以120 ­、1%、0603代替R3

　　• 以12 pF、10%、0603代替C1

　　• 以82 pF、10%、0603代替C2

　　• 以2.7 pF、5%、0603代替C3

　　• 保持C4、180 pF不變

　　設(shè)備要求

　　• 針對AD8065運算放大器和2.4 MHz LBW濾波器元件修改的EV-ADF4159EB1Z評估板

　　• ADF4159評估軟件

　　• 運行Windows®的PC，帶USB端口

　　• +15 V電源

　　• +5.5 V電源

　　• 頻譜分析儀：RS:FSUP26、FSQ26、FSW26、Agilent E5052B或同等設(shè)備。

　　測試設(shè)置功能框圖

　　測試設(shè)置的功能框圖如圖7所示，該設(shè)置的照片如圖8所示。有關(guān)運行測試和設(shè)置軟件的詳情，請參見用戶指南UG-383。

　　圖7. 測試設(shè)置功能框圖

　　圖8. EV-ADF4159EB1Z板和測試設(shè)置的照片（顯示外部連接）