基于24V電源的雙環(huán)電流型PWM控制器設(shè)計(jì)

　　引言

　　電壓型PWM是指控制器按反饋電壓來(lái)調(diào)節(jié)輸出脈寬，而電流型PWM是指控制器按反饋電流來(lái)調(diào)節(jié)輸出脈寬。電流型PWM是在脈寬比較器的輸入端，直接用流過(guò)輸出電感線圈電流的信號(hào)與誤差放大器輸出信號(hào)進(jìn)行比較，從而調(diào)節(jié)占空比，使輸出的電感峰值電流跟隨誤差電壓變化而變化。由于結(jié)構(gòu)上有電壓環(huán)、電流環(huán)雙環(huán)系統(tǒng)，因此，無(wú)論開(kāi)關(guān)電源的電壓調(diào)整率、負(fù)載調(diào)整率和瞬態(tài)響應(yīng)特性都有提高，是目前比較理想的新型PWM控制器。

　　1 雙環(huán)電流型PWM控制器工作原理

　　雙環(huán)24V電源電流型脈寬調(diào)制（PWM）控制器是在普通電壓反饋PWM控制環(huán)內(nèi)部增加了電流反饋的控制環(huán)節(jié)，因而除了包含電壓型PWM控制器的功能外，還能檢測(cè)開(kāi)關(guān)電流或電感電流，實(shí)現(xiàn)電壓電流的雙環(huán)控制。雙環(huán)電流型PWM控制器電路原理如圖1所示。

　　從圖1可以看出，24V電源電流型控制器有兩個(gè)控制閉合環(huán)路：一個(gè)是輸出電壓反饋誤差放大器A，用于與基準(zhǔn)電壓比較后產(chǎn)生誤差電壓;另一個(gè)是變壓器初級(jí)（電感）中電流在Rs上產(chǎn)生的電壓與誤差電壓進(jìn)行比較，產(chǎn)生調(diào)制脈沖的脈寬，使得誤差信號(hào)對(duì)峰值電感電流起著實(shí)際控制作用。

　　系統(tǒng)工作過(guò)程如下：假定輸入電壓下降，整流后的直流電壓下降，經(jīng)電感延遲使輸出電壓下降，經(jīng)誤差放大器延遲，Vea上升，占空比變化，從而維持輸出電壓不變，在電流環(huán)中電感的峰值電流也隨輸入電壓下降，電感電流的斜率di/dt下降，導(dǎo)致斜坡電壓推遲到達(dá)Vea，使PWM占空比加大，起到調(diào)整輸出電壓的作用。由于既對(duì)電壓又對(duì)電流起控制作用，所以控制效果較好在實(shí)際中得到廣泛應(yīng)用。

　　2 雙環(huán)電流型PWM控制器的特點(diǎn)

　　a）由于輸入電壓Vi的變化立即反映為電感電流的變化，不經(jīng)過(guò)誤差放大器就能在比較器中改變輸出脈沖寬度（電流控制環(huán)），因而使得系統(tǒng)的電壓調(diào)整率非常好，可達(dá)到0.01%/V，能夠與線性移壓器相比。

　　b）由于24V電源雙環(huán)控制系統(tǒng)內(nèi)在的快速響應(yīng)和高穩(wěn)定性，反饋回路的增益較高，不會(huì)造成穩(wěn)定性與增益的矛盾，使輸出電壓有很高的精度。

　　c）由于Rs上感應(yīng)出峰值電感電流，只要Rs上電平達(dá)到1V，PWM控制器就立即關(guān)閉，形成逐個(gè)脈沖限流電路，使得在任何輸入電壓和負(fù)載瞬態(tài)變化時(shí)，功率開(kāi)關(guān)管的峰值電流被控制在一定范圍內(nèi)，在過(guò)載和短路時(shí)對(duì)主開(kāi)關(guān)管起到有效保護(hù)。

　　d）誤差放大器用于控制，由于負(fù)載變化造成的輸出電壓變化，使得當(dāng)負(fù)載減小時(shí)電壓升高的幅度大大減小，明顯改善了負(fù)載調(diào)整率。

　　e）由于系統(tǒng)的內(nèi)環(huán)是一個(gè)良好的受控電流放大器，所以把電流取樣信號(hào)轉(zhuǎn)變成的電壓信號(hào)和一個(gè)公共電壓誤差放大器的輸出信號(hào)相比較，就可以實(shí)現(xiàn)并聯(lián)均流，因而系統(tǒng)并聯(lián)較易實(shí)現(xiàn)。

　　3 雙環(huán)電流型PWM控制器功率因數(shù)校正

　　正是基于以上特點(diǎn)，電流型PWM控制器在實(shí)際應(yīng)用中被越來(lái)越廣泛地采用。對(duì)它采用功率因數(shù)校正技術(shù)，可以有效地減少高次諧波對(duì)電網(wǎng)的干擾，減小功耗，具有較大的實(shí)際意義。

　　3.1 功率因數(shù)校正方法

　　功率因數(shù)校正主要有兩種方法：一種是將電網(wǎng)上公用負(fù)載端并接一個(gè)專用的功率變換器，對(duì)無(wú)功和諧波進(jìn)行補(bǔ)償;另一種是將負(fù)載的整流電路與濾波電容之間增加一個(gè)功率變換電路，將輸入電流校正成與電網(wǎng)電壓相近的正弦波。實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)校正在CCM和DCM下可采用乘法器和電壓跟隨器實(shí)現(xiàn)，框圖如圖2所示。

　　3.2 電流型PWM控制器功率因數(shù)校正方法

　　由于乘法器的價(jià)格昂貴，改用加法電路來(lái)實(shí)現(xiàn)乘法器的功能。為了使電感電流的包絡(luò)為正弦，必須使電流檢測(cè)比較器反相輸入端的輸入電壓為正弦饅頭波，基本電路如圖3所示。

　　當(dāng)N1負(fù)端加上電整流取樣而得到正弦饅頭波時(shí)，經(jīng)二極管降壓及電阻分壓，加到電流感應(yīng)比較器負(fù)端信號(hào)為1/3的正弦饅頭波，從而使電感電流的包絡(luò)正弦化。當(dāng)然，在實(shí)際使用中還需要進(jìn)行閉環(huán)控制，才能夠得到穩(wěn)定的輸出電壓。

　　4 電流型PWM控制器斜坡補(bǔ)償方法

　　4.1 峰值電流與平均輸出電感電流

　　由于24V電源功率開(kāi)關(guān)管的峰值電流由PWM控制器保持恒定控制，也就是說(shuō)，電感的峰值電流也保持恒定，但直流輸出電壓正比于輸出電流平均值而不是峰值電流，當(dāng)輸入電壓減小時(shí)，為了使電流恒定，占空比將調(diào)節(jié)為δ2，這時(shí)平均電流將上升為I2，輸出電壓也將上升。在電壓型控制器中將不會(huì)出現(xiàn)這種問(wèn)題，但在電壓型控制器件下，僅有輸出電壓得到控制。因此，為了解決以上問(wèn)題，在電流型控制器中需采用斜坡補(bǔ)償加以解決。為了維持一個(gè)恒定的平均電流（輸出電壓），要求有一個(gè)與占空比無(wú)關(guān)的電流波形補(bǔ)償斜坡，當(dāng)（NS/Np）Rs（m2/2）=m成立時(shí)，輸出電感平均電流與Ton無(wú)關(guān)，則保持了輸出電壓恒定。如圖4所示。

　　4.2 斜坡補(bǔ)償?shù)膶?shí)現(xiàn)

　　斜坡補(bǔ)償可以用圖5所示電路來(lái)實(shí)現(xiàn)。一般R1的阻值預(yù)先設(shè)定，再計(jì)算R2的阻值，很重要的一點(diǎn)是R2的阻值應(yīng)足夠高，以避免使振蕩器產(chǎn)生振蕩頻率漂移。

　　從斜坡端接電阻R2 至電流感應(yīng)端，這時(shí)Rs 上的感應(yīng)電壓增加斜坡的斜率與平滑的誤差電壓進(jìn)行比較，這在占空比達(dá)到50 %以上時(shí)非常有效。R2 阻值的一般計(jì)算步驟如下：

　　a ） 計(jì)算次級(jí)電感下斜坡： S1=di/dt （ 單位為A/μs） ;

　　b） 計(jì)算初級(jí)電感下斜坡： S2=S1 Ns/Np （單位為A/μs） ;

　　c） 計(jì)算檢測(cè)電阻上的斜坡電壓： V1=S2 Rs （單位為V/μs） ;

　　d） 計(jì)算定時(shí)電容器CT 上的振蕩器斜坡電壓： S=dVosc/Ton （單位為V/μs） ;

　　e） 若令斜坡補(bǔ)償量M=0.75 ，R1 的阻值R1 設(shè)為1 kΩ ，則R2=R1 （ Vs/VS2 ）M.

　　5 結(jié)束語(yǔ)

　　隨著24V電源電流型PWM 控制器被越來(lái)越廣泛地應(yīng)用，正確掌握使用方法可以節(jié)約大量設(shè)計(jì)時(shí)間，并能取得較好的設(shè)計(jì)效果，因而是使用這一類控制器必須注意的問(wèn)題。而本文針對(duì)電壓型脈寬調(diào)制器（PWM）控制器只有電壓控制環(huán)、電流變化滯后電壓變化、系統(tǒng)響應(yīng)速度慢、穩(wěn)定性差等固有缺點(diǎn)，提出了一種基于24V電源的雙環(huán)電流型PWM控制器的設(shè)計(jì)方案。該方案由于既對(duì)電壓又對(duì)電流起控制作用，所以控制效果較好在實(shí)際中得到廣泛應(yīng)用。