三類高速峰值檢波器電路解析—電路精選（40）

峰值檢波器，顧名思義，就是在波動信號中檢出最大幅值的裝置。它是一個能記憶信號峰值的電路，其輸出電壓的大小，一直追隨輸入信號的峰值，而且保持在輸入信號的最大峰值。

本文將回顧傳統(tǒng)有源峰值檢波器電路的工作原理，著重闡述限制帶寬的參數(shù)和組件；提出消除這些局限性的改進措施并給出比較新電路之性能的仿真結(jié)果。

傳統(tǒng)的峰值檢波器

圖 1 和圖 2 描繪了兩款峰值檢波器實施方案。圖 1 中的電路是傳統(tǒng)的峰值檢波器。圖 2 中的電路則解決了傳統(tǒng)峰值檢波器的局限性。該討論將回顧傳統(tǒng)峰值檢波器的工作原理，重點闡述電路的局限性，說明改進型電路怎樣克服了這些局限性，并探討進一步改善電路的方法（如圖 3 所示）。

圖 1 中的電路用于捕捉輸入電壓 （IN） 的峰值。當 IN 為正時，D1 為反向偏置，D2 為正向偏置，而且在反饋電阻器 R2 中沒有電流流動。于是，輸出電壓 （OUT） 跟蹤輸入電壓 （IN），因為外面的反饋環(huán)路把 U1 的輸入驅(qū)動至虛短路 （V+ = V-）。由于 U2 被配置為一個電壓跟隨器，因此輸出電壓跟蹤電容器 C1 上的電壓。C1 由 U1 的輸出電流通過 D2 充電至該電壓。R1 負責防止 U1 超過其短路輸出電流，并把 U1 與 C1 的電容相隔離，從而避免發(fā)生振鈴或甚至振蕩。只要輸入電壓為正和不斷地增大，這種狀態(tài)就會保持。

當輸入電壓減小時，圖 1 中的電路改變狀態(tài)。D2 在輸入電壓減小時為反向偏置，因為 U1的輸出 （D2 的正極） 降至低于 D2 的負極電壓 （它等于存儲在 C1 上的前一個峰值電壓）。在該狀態(tài)中外面的反饋環(huán)路斷裂，而且 U1 的輸出試圖對齊到負軌電壓。D1 在該狀態(tài)中為正向偏置，并提供至 U1 的局部反饋，U1 把 D2 的正極箝位在比輸入電壓低一個二極管壓降。這種保持狀態(tài)將維持到輸入電壓超過電容器電壓（其等于輸出電壓） 為止。D1 箝位縮短了從保持狀態(tài)返回跟蹤狀態(tài)的轉(zhuǎn)換時間。

速度是圖 1 所示傳統(tǒng)峰值檢波器電路的主要局限。輸出電壓的變化速度不能快于 C1 的充電速度。C1 的充電速度受限于 U1 的短路輸出電流、D2 的正向電壓降、D2 的換向速度以及由 R1 和 C1 形成之時間常數(shù)的指數(shù)上升。

改進型峰值檢波器

圖 2 所示電路的速度和誤差指標好于圖 1 中的電路。這些改進是克服了傳統(tǒng)峰值檢波器某些局限性的結(jié)果。請注意，整流二極管變更為肖特基勢壘型。這種改變減小了正向電壓降，從而增大了流過 C1 的初始充電電流。此外，肖特基二極管較快的恢復時間還加快了從跟蹤狀態(tài)至保持狀態(tài)的轉(zhuǎn)換速度。而且，肖特基二極管較低的反向恢復電荷減少了 C1 上的消隱脈沖電平誤差。

雖然肖特二極管上的電壓降較低，但是它直接轉(zhuǎn)化為輸出，因為沒有外面的反饋環(huán)路對它實施補償，而圖 1 所示的傳統(tǒng)電路中有這樣的環(huán)路。該電路通過利用 U1 的局部反饋環(huán)路中的一個匹配肖特基二極管對它進行平衡以補償該二極管壓降。如果對匹配的二極管施加了相似的偏置，則兩個二極管的壓降將大部分抵消。R2 設定 D1 中的偏置電流，這將使得 D1 的壓降能夠抵消 D2 的壓降，并最大限度地減小該誤差。

R5 和 R6 形成了一個降低輸入電壓之電平的阻性分壓器。D3 把輸入電壓箝位在比 0V 低一個二極管壓降，這就讓出了負電源軌的 U1 和 U2。

LTC®6244 是一款雙路高速、單位增益穩(wěn)定的 CMOS 運算放大器，具有 50MHz 的增益帶寬、 40V/µs 的轉(zhuǎn)換速率、1pA 的輸入偏置電流、低輸入電容和軌至軌輸出擺幅。0.1Hz 至 10Hz 噪聲僅為 1.5µVP-P，而且，1kHz 噪聲保證低于 12nV/√Hz。這種卓越的 AC 和噪聲性能與寬電源操作范圍、僅 100µV 的最大失調(diào)電壓以及僅 2.5µV/ºC 的失調(diào)漂移相結(jié)合，使其適合在該應用中使用。

電流提升的改進型峰值檢波器

圖 3 中的電路利用了圖 2 所示改進型峰值檢波器的方法，并增設了一個電流提升器以增加 C1 的充電電流。電流提升的峰值檢波器用匹配的 NPN雙極結(jié)型晶體管 （BJT） 取代了匹配二極管。該電路的工作方式與圖 2 中的電路完全相同，但是它對 C1 充電的速度則大幅度地加快了。

該拓撲給肖特基二極管方法提供了一些替代方案。C1 充電電流增大的倍數(shù)等于共集電極 BJT 配置的電流增益。此外，該拓撲還給 C1 提出了一個較低的源阻抗。R3 不再需要，因為發(fā)射極跟隨器具有大于 U2 的電流供應能力。因此，充電時間常數(shù)幾乎被免除了。圖 3 中電路的速度受限于 U2 的帶寬和發(fā)射極跟隨器的單位增益頻率 （fT） 當中較小的那個。Q1 的基極-發(fā)射機結(jié)的電壓降可采用與圖 2 中 D2 和 D3 平衡相同的方式由 Q2 的基極-發(fā)射極結(jié)抵消。

編者結(jié)語

編者認為圖3所示的電流提升型峰值檢波器的改進并非沒有代價。然而，對于那些速度和精度十分要緊的應用來說，為了實現(xiàn)這些電路改進而增加功率耗散、組件數(shù)目和復雜性可能是很值得的。