射頻電子電路設(shè)計(jì)圖集錦TOP8 —電路圖天天讀（135）

　　TOP1 射頻低噪聲放大器電路

　　射頻LNA設(shè)計(jì)要求：低噪聲放大器（LNA）作為射頻信號(hào)傳輸鏈路的第一級(jí)，它的噪聲系數(shù)特性決定了整個(gè)射頻電路前端的噪聲性能，因此作為高性能射頻接收電路的第一級(jí)LNA的設(shè)計(jì)必須滿足：（1）較高的線性度以抑制干擾和防止靈敏度下降;（2）足夠高的增益，使其可以抑制后續(xù)級(jí)模塊的噪聲; （3）與輸入輸出阻抗的匹配，通常為50Ω;（4）盡可能低的功耗，這是無線通信設(shè)備的發(fā)展趨勢(shì)所要求的。

　　InducTIve-degenerate cascode結(jié)構(gòu)是射頻LNA設(shè)計(jì)中使用比較多的結(jié)構(gòu)之一，因?yàn)檫@種結(jié)構(gòu)能夠增加LNA的增益，降低噪聲系數(shù)，同時(shí)增加輸入級(jí)和輸出級(jí)之間的隔離度，提高穩(wěn)定性。InducTIve-degenerate cascode結(jié)構(gòu)在輸入級(jí)MOS管的柵極和源極分別引入兩個(gè)電感Lg和Ls，通過選擇適當(dāng)?shù)碾姼兄担沟幂斎牖芈吩陔娐返墓ぷ黝l率附近產(chǎn)生諧振，從而抵消掉輸入阻抗的虛部。由分析可知應(yīng)用InducTIve-degenerate cascode結(jié)構(gòu)輸入阻抗得到一個(gè)50Ω的實(shí)部，但是這個(gè)實(shí)部并不是真正的電阻，因而不會(huì)產(chǎn)生噪聲，所以很適合作為射頻LNA的輸入極。

　　高穩(wěn)定度的LNA

　　cascode結(jié)構(gòu)在射頻LNA設(shè)計(jì)中得到廣泛應(yīng)用，但是當(dāng)工作頻率較高時(shí)由于不能忽略MOS管的寄生電容Cgd，因而使得整個(gè)電路的穩(wěn)定特性變差。對(duì)于單個(gè)晶體管可通過在其輸入端串聯(lián)一個(gè)小的電阻或在輸出端并聯(lián)一個(gè)大的電阻來提高穩(wěn)定度，但是由于新增加的電阻將使噪聲值變壞，因此這一技術(shù)不能用于低噪聲放大器。

　　文獻(xiàn)對(duì)cascode結(jié)構(gòu)提出了改進(jìn)，在圖1的基礎(chǔ)上通過在M2管的柵極接上一個(gè)小值的電感Lg2就可以實(shí)現(xiàn)在增益不變的情況下，提高電路的穩(wěn)定性，同時(shí)在M2管的漏極上接一個(gè)小值的電阻以調(diào)節(jié)電壓增益如圖2（a）所示。（b）所示的是小信號(hào)等效電路，其中Z1代表省略部分的等效阻抗，可以看到由于M2 管的寄生電容Cgd2的值比較小，所以對(duì)于輸出端阻抗而言，Lg2幾乎可以忽略。因?yàn)榉糯笃鞯脑鲆娴扔谳敵鲎杩购洼斎胱杩怪抵?，所以增?Lg2后并沒有影響LNA的增益。

　　其中ZLoad=jwLout//（jwCout）-1//Rout，Zs是源端電感LS的阻抗。

　　放大器的穩(wěn)定系數(shù)為［3］

　　其中Δ= S11S22-S12S21 （6）

　　穩(wěn)定系數(shù)K能快速給出穩(wěn)定性判別依據(jù)，當(dāng)K》1，|Δ|《1時(shí)，LNA將會(huì)無條件穩(wěn)定。那么由公式（5）和（6）可知，若反向增益S12減小，那么K值將會(huì)增大，LNA將會(huì)增加穩(wěn)定性。從圖2（b）可以看到，由電感Lg2和MOS管的電容Cgd2組成一個(gè)低電阻通路使得從輸出端反饋回來的信號(hào)流向接地端，從而降低了反向增益S12，提高了LNA的穩(wěn)定度。

　　偏置電流復(fù)用結(jié)構(gòu)

　　現(xiàn)代無線通信設(shè)備要求具有更小尺寸，更輕重量，更長(zhǎng)的待機(jī)時(shí)間。這就要求降低射頻前端的電源電壓，因此低電壓、低功耗技術(shù)成為迫切需要。由公式（3）可知當(dāng)輸入端處于諧振時(shí)Ls=RsCgs/gml，其中Cgs是圖1中M1管柵極和源極之間的電容，gml是M1管的跨導(dǎo)。圖所示的cascode結(jié)構(gòu)可以獲得較小的噪聲系數(shù)，但是往往需要比較大的漏極電流Id，增大了直流功耗。文獻(xiàn) ［4］中提出了偏置電流復(fù)用技術(shù)，其基本思想是：為了節(jié)省直流功耗，可以將PMOS管和NMOS管串聯(lián)在直流偏置通路里，對(duì)其結(jié)構(gòu)的說明如圖3所示。

　　圖3（a）所示的單個(gè)NMOS器件的寬長(zhǎng)比和漏極電流Id都是（b）所示的單個(gè)NMOS的兩倍，但由于兩個(gè)NMOS并聯(lián)，因此（a）和 （b）具有相同的跨導(dǎo)值gm。（c）中的M2是PMOS管，且和（b）中的NMOS管具有相同的寬長(zhǎng)比，由于PMOS器件的電子遷移率比NMOS稍低 ［2］，所以gmc=（gml+gm2）m，即其跨導(dǎo)值略低，而它的輸入電容和Cgs近似。由（7）式可知（c）電路結(jié)構(gòu)的噪聲系數(shù)將略增一點(diǎn)，但是由于電流減小了一半，因此在電源電壓一定的情況下能夠有效降低電路的功耗，有利于低功耗LNA設(shè)計(jì)。

　　TOP2 汽車收音機(jī)射頻電路設(shè)計(jì)

　　汽車收音機(jī)應(yīng)用環(huán)境的特殊性對(duì)電路性能具有更高的要求，而射頻電路的設(shè)計(jì)是實(shí)現(xiàn)高性能的關(guān)鍵。本文介紹了TDA7513的射頻電路設(shè)計(jì)方法，根據(jù)實(shí)際設(shè)計(jì)經(jīng)驗(yàn)提出了提高射頻電路EMC特性和噪聲特性的設(shè)計(jì)方法和措施，并指出了射頻電路性能測(cè)試的注意要點(diǎn)。射頻電路是收音機(jī)電路設(shè)計(jì)的重點(diǎn)和難點(diǎn)，如果射頻電路設(shè)計(jì)不好，收音機(jī)的噪限靈敏度和信噪比以及其它技術(shù)指標(biāo)都會(huì)大大下降，甚至只能手動(dòng)收到很少的幾個(gè)廣播電臺(tái)，自動(dòng)搜索電臺(tái)功能失效。從收音機(jī)天線端的廣播信號(hào)場(chǎng)強(qiáng)來看，信號(hào)的動(dòng)態(tài)范圍非常大，尤其是汽車收音機(jī)所處的環(huán)境變化快而大。

　　收音機(jī)射頻電路通常很難集成進(jìn)IC 中，一般由分離元件組成前置低噪聲放大器（LNA）和諧振帶通濾波器。汽車收音機(jī)射頻電路的作用從時(shí)域上看是要將微弱的廣播信號(hào)放大，通過自動(dòng)增益控制電路（AGC）為后級(jí)混頻器提供穩(wěn)定的載波信號(hào)強(qiáng)度；從頻域上看，它要跟蹤所選擇的電臺(tái)信號(hào)，濾除掉干擾信號(hào)如鏡像頻率（》60dB抑制）和本振頻率，改善射頻信號(hào)質(zhì)量。

　　射頻電路設(shè)計(jì)

　　圖1是我們?cè)O(shè)計(jì)的汽車收音機(jī)射頻電路方框圖，它由天線濾波器和射頻低噪聲放大器以及諧振帶通濾波器組成。該款汽車收音機(jī)的設(shè)計(jì)目標(biāo)是噪限靈敏度為 0dBu（30dB S/N）、音頻信噪比64dB、自動(dòng)搜索靈敏度小于10dBu，具有較強(qiáng)的抗鄰頻道干擾和其它干擾信號(hào)能力，實(shí)現(xiàn)MCU全自動(dòng)調(diào)整功能。

　　圖2是汽車收音機(jī)TDA7513的FM收音機(jī)部分射頻前端電原理圖。C31、C32、D2（1SV172）、 C44組成調(diào)頻波段天線信號(hào)調(diào)節(jié)電路，1SV172是VHF~UHF頻段天線信號(hào)衰減器，它是電流控制型元件，隨著電流的增大其阻抗減小。它受控于后級(jí) FM寬帶AGC和窄帶AGC合成產(chǎn)生的FMAGC電流，起控點(diǎn)為天線信號(hào)電平57dBu。L5、C36、V2（KV1410）、C43、R19、C45組成天線帶通濾波器，帶寬為12MHz左右。該天線濾波器可以人工用無感調(diào)批調(diào)節(jié)射頻線圈L5，也可以通過MCU調(diào)節(jié)變?nèi)荻O管V2，從而實(shí)現(xiàn)自動(dòng)調(diào)整功能。

　　Q2（3SK126）、C38、R15、R20、C46、R21、C47、C41、R17組成低噪聲射頻放大器，增益為30dB。本設(shè)計(jì)中選用N溝道場(chǎng)效應(yīng)管3SK126作射頻放大器具有輸入阻抗高、增益高和噪聲低的優(yōu)點(diǎn)，而且是電壓控制型器件，設(shè)計(jì)簡(jiǎn)單。Q2受控于后級(jí)FM寬帶 AGC和窄帶AGC合成產(chǎn)生的FMAGC電壓，起控點(diǎn)為天線信號(hào)電平78dBu。T3、C34、V1（KV1410）、C28、C35組成RF諧振帶通濾波器，帶寬為8MHz左右，T3為FM RF變壓器。該帶通濾波器同樣可以人工用無感調(diào)批調(diào)節(jié)T3，也可以通過MCU自動(dòng)調(diào)節(jié)變?nèi)荻O管V1。接收機(jī)的接收極限是由接收機(jī)自身噪聲性能決定的，所以在收音機(jī)的射頻電路中要求盡量選用低噪聲元件。

　　高頻RFID射頻電子電路設(shè)計(jì)原理分析

　　高頻RFID頻率是13.56MHz的，以最常用的RC500為例，射頻輸出兩個(gè)腳TX1，TX2，接收一個(gè)腳RX，另外一個(gè)是RX的偏置電壓 VMID，讓RX信號(hào)偏置到1/2電源電壓位置，保證接收性能最好。TX1和TX2輸出13.56MHz的方波，分別通過 L200、C213和L201、C212來實(shí)現(xiàn)把方波諧振，升壓，同時(shí)把其它的諧波去掉，一般建議L200或者L201用定值電感，如1uH或者 2.2uH，這個(gè)質(zhì)量比較重要，我一般采用創(chuàng)易銷售的sagami電容，1uH。調(diào)節(jié)C212和C213（默認(rèn)可以先用150pF的，之后10pF附近調(diào)節(jié)），使C212、C213兩端電壓最大（不用太準(zhǔn)），峰峰值能夠達(dá)到50V，一般建議在30V以上即可，這個(gè)視需求定，太高，電流會(huì)過大。

　　電路如下：

　　C214與天線實(shí)現(xiàn)在13.56MHz諧振，天線盡可能面積大一些，比如1平方分米，距離非常好，圈數(shù)就1，2圈，若面積比較小，則圈數(shù)稍微多一些，比如6平方厘米，那么圈數(shù)就要6圈，線圈的中心可以接地，這樣是為了提高抗靜電能力。調(diào)節(jié)C214讓C214兩點(diǎn)峰峰值最大，一般能達(dá)到30V以上，注意調(diào)試的時(shí)候，一定要把最終的環(huán)境考慮進(jìn)取，而不是單獨(dú)的調(diào)試天線，環(huán)境包括卡，外殼，金屬件等，尤其是卡和金屬件，對(duì)天線的性能影響很大，可以理解為降低了天線的電感量。當(dāng)調(diào)試好天線的諧振之后，前面的升壓諧振有一定的變化，再一次調(diào)試一下，通過這樣，一般都能調(diào)試出比較滿意的效果。注意電壓不要調(diào)的太高，一是耗電過大，二是因?yàn)镼值過高，導(dǎo)致頻帶過窄，接收反而受影響，這個(gè)時(shí)候適當(dāng)降低一下電壓，三是電容發(fā)熱過高，一般建議電容用 0805封裝的為好。RFID的信號(hào)發(fā)射是調(diào)制在TX輸出的13.56MHz載波上，卡從載波上獲取能量當(dāng)作電源，同時(shí)根據(jù)調(diào)制在載波上的信號(hào)進(jìn)行命令的處理，當(dāng)RC500接收的時(shí)候，RC500繼續(xù)輸出載波，卡端通過對(duì)天線不停的短路，斷路來影響載波的幅度，這個(gè)就是出名的載波調(diào)制技術(shù)，為了讓接收靈敏度提高，一般采用副載波負(fù)載調(diào)試技術(shù)，也就是說，卡端先對(duì) 13.56MHz/32=423.75K的信號(hào)進(jìn)行調(diào)制，之后用423.75KHz再去調(diào)制RC500輻射的載波，這個(gè)423.75KHz有點(diǎn)類似中頻信號(hào)，對(duì)提高信號(hào)的靈敏度有好處。

　　TOP3 低功耗射頻無線數(shù)據(jù)采集電路

　　無線傳感器網(wǎng)絡(luò)是由部署在監(jiān)測(cè)區(qū)域內(nèi)大量的廉價(jià)微型傳感器節(jié)點(diǎn)組成的網(wǎng)絡(luò)。它是由大量的靜止或移動(dòng)的傳感器以自組織和多跳的方式構(gòu)成的無線網(wǎng)絡(luò)，以協(xié)作的方式感知、采集、處理和傳輸網(wǎng)絡(luò)覆蓋地理區(qū)域內(nèi)被感知對(duì)象的信息，并最終把這些信息發(fā)送給網(wǎng)絡(luò)所有者。無線傳感器網(wǎng)絡(luò)主要實(shí)現(xiàn)了數(shù)據(jù)的采集、處理和傳輸三種功能。傳感器網(wǎng)絡(luò)節(jié)點(diǎn)一般受到工作環(huán)境的影響，功耗問題是要首先考慮的。考慮到低功耗要求的設(shè)計(jì)，節(jié)點(diǎn)設(shè)備的主控MCU選擇 CC430F5137，利用它內(nèi)置的射頻通信模塊進(jìn)行射頻通信。由于其低功耗的特點(diǎn)可采用電池供電。軟件部分利用CC1101的無線喚醒功能，能史好地降低系統(tǒng)功耗。

　　無線傳感器網(wǎng)絡(luò)中可以掛接多個(gè)節(jié)點(diǎn)設(shè)備，而每個(gè)節(jié)點(diǎn)設(shè)備的地址必須唯一。本文設(shè)計(jì)的節(jié)點(diǎn)設(shè)備采用撥碼開關(guān)來設(shè)置每個(gè)節(jié)點(diǎn)設(shè)備的地址，確保每個(gè)節(jié)點(diǎn)都有一個(gè)唯一的地址。通過SPI接口或I2C總線接入傳感器器件，可以靈活地接入不同型號(hào)的傳感器器件，以達(dá)到測(cè)試不同物理量的要求。節(jié)點(diǎn)的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖1所示。

　　節(jié)點(diǎn)電路總體設(shè)計(jì)

　　CC430F5137的供電電壓范圍為1.8～3.6 V，選程度用兩節(jié)7號(hào)電池來提供3 V的直流電壓。配合軟件的設(shè)置可以最大程度地降低功耗。系統(tǒng)的關(guān)鍵部分是射頻發(fā)送利用一個(gè)射頻的天線模塊，可以保證射頻通信的穩(wěn)定性，此無線模塊由芯片的 RF_N和RF_P兩個(gè)引腳接入。另外根據(jù)射頻發(fā)送的需要，接入一個(gè)26 MHz晶振。CC430F5137的P1.5、P1.6、P1.7引腳可以用于串口通信和SPI通信，使用這三個(gè)引腳作為串口調(diào)試，另外P1.1、P1.2、P1.3引腳可以用于SPI和I2C總線通信，這三個(gè)接口用來預(yù)留連接傳感器的芯片。系統(tǒng)的主電路圖如圖2所示。

　　地址設(shè)定電路

　　為了使每個(gè)節(jié)點(diǎn)的地址唯一，采用8位的撥碼開關(guān)SW進(jìn)行地址設(shè)定。如圖3所示，可以由撥碼開關(guān)來設(shè)定終端節(jié)點(diǎn)的地址，可以設(shè)定255個(gè)不同的地址，每一個(gè)終端節(jié)點(diǎn)作為從設(shè)備向中繼節(jié)點(diǎn)發(fā)送數(shù)據(jù)，然后由中繼節(jié)點(diǎn)發(fā)送到用于網(wǎng)絡(luò)管理的主控MCU，完成無線傳感器網(wǎng)絡(luò)數(shù)據(jù)的傳送。

　　本文利用TI公司的CC430F5137芯片，采用射頻通信技術(shù)設(shè)計(jì)的無線數(shù)據(jù)采集節(jié)點(diǎn)，這種設(shè)計(jì)可以大大地減小系統(tǒng)的體積。本系統(tǒng)可以采集各種各樣的信號(hào)，能將采集到的數(shù)據(jù)安全穩(wěn)定地傳送到中間數(shù)據(jù)采集點(diǎn)。設(shè)計(jì)中載波監(jiān)聽功能和信道空閑評(píng)估功能改進(jìn)的射頻發(fā)送函數(shù)，可以有效地提高多個(gè)節(jié)點(diǎn)同時(shí)發(fā)送數(shù)據(jù)時(shí)的抗干擾性。

　　TOP4 跳頻電臺(tái)射頻前端電路

　　隨著DSP技術(shù)的發(fā)展，電子器件制作工藝的提升，A/D、D /A的取樣速率越來越高，無線電臺(tái)中的數(shù)字處理不斷往射頻前端推進(jìn)，信道可重構(gòu)的能力不斷得到提升，系統(tǒng)可以直接從中頻采樣，進(jìn)行數(shù)字信號(hào)處理。本方案接收機(jī)射頻前端系統(tǒng)基于軟件無線電理 論來設(shè)計(jì)和實(shí)現(xiàn)，以達(dá)到建立一個(gè)通用化、標(biāo)準(zhǔn)化、模塊化的接收機(jī)射頻前端系統(tǒng)仿真平臺(tái)的目標(biāo)。以實(shí)現(xiàn)接收機(jī)射頻前端系統(tǒng)低噪聲系數(shù)，小的互調(diào)失真，大的動(dòng) 態(tài)范圍和鏡像抑制，良好的AGC，足夠的增益和正確的選擇性等設(shè)計(jì)要求。通過對(duì)接收機(jī)射頻前端的設(shè)計(jì)方案可行性分析和利用射頻電路仿真軟件ADS進(jìn)行系統(tǒng) 建模設(shè)計(jì)與參數(shù)仿真，實(shí)現(xiàn)接收機(jī)射頻前端電路設(shè)計(jì)的系統(tǒng)性能。

　　射頻前端系統(tǒng)方案設(shè)計(jì)及可行性分析

　　本接收機(jī)射頻前端主要任務(wù)是對(duì)信號(hào)進(jìn)行濾波、混頻、 放大的功能，并對(duì)系統(tǒng)可能受到的鏡像干擾頻率、互調(diào)干擾頻率進(jìn)行抑制。系統(tǒng)功能模塊主要包括濾波器、混頻器、放大器及本振等。系統(tǒng)工作頻率范圍為 100～150MHz，其中每10MHz帶寬作為一個(gè)信道用于跳頻調(diào)制，采用超外差二次混頻的結(jié)構(gòu)，整個(gè)射頻前端系統(tǒng)的設(shè)計(jì)增益為110dB，系統(tǒng)噪聲為 3dB。其原理框圖如圖1所示。由圖1可以看出，選頻濾波器后的放大器為低噪聲放大器（LNA），LNA的噪聲系數(shù)對(duì)整個(gè)系統(tǒng)的噪聲系數(shù)起決定性的作用。 設(shè)計(jì)時(shí)在增益、噪聲系數(shù)、動(dòng)態(tài)范圍、VSWR、穩(wěn)定性等指標(biāo)之間進(jìn)行平衡。第一級(jí)混頻通過PLL改變第一級(jí)本振頻率，以接收不同信道的射頻信號(hào)，經(jīng)下變頻 把接收信號(hào)搬移到中頻為70MHz、頻率帶寬為10MHz的頻帶上。

　　圖1、接收機(jī)射頻前端原理框圖

　　在此過程中，混頻器是一個(gè)非線性器件，會(huì)引入大量交調(diào)分量，使得混頻后出現(xiàn)大量的組合干擾頻率點(diǎn)，對(duì)有用信號(hào)造成嚴(yán)重的干擾，直接影響著接收機(jī)性能。聲表波 中頻濾波器針對(duì)混頻可能出現(xiàn)的鏡像頻率干擾，進(jìn)行對(duì)中頻信號(hào)高品質(zhì)的頻率選擇性濾波，達(dá)到提高鏡像頻率抑制的設(shè)計(jì)目標(biāo)。第二級(jí)混頻把中頻為 65～75MHz的頻帶信號(hào)搬移到10～20MHz，如圖2所示（虛線為一次混頻鏡像頻率，灰色為第二次混頻鏡像頻率）。由于其工作頻率相對(duì)較低，二次混 頻后的頻帶信號(hào)經(jīng)過自動(dòng)增益控制放大器級(jí)聯(lián)放大產(chǎn)生72dB左右的增益，其高增益也更容易實(shí)現(xiàn)、更穩(wěn)定。

　　圖2、頻譜及鏡像分析圖

　　射頻前端系統(tǒng)建模與性能仿真及分析

　　運(yùn)用ADS2008軟件對(duì)接收機(jī)射頻前端建模，設(shè)置各模塊 參數(shù)，選頻濾波器針對(duì)輸入射頻信號(hào)100～150MHz進(jìn)行濾波。LNA噪聲系數(shù)3dB，增益24dB，鎖相環(huán)輸出本振信號(hào)分別為175、185、 195、205、215MHz。SAW中頻濾波器中心頻率為70MHz，頻率帶寬10MHz。一次混頻和二次混頻后中頻放大器分別產(chǎn)生28dB和72dB 增益，如圖3所示。

　　圖3、接收機(jī)射頻前端系統(tǒng)仿真框圖

　　射頻前端系統(tǒng)頻帶選擇性仿真

　　接收機(jī)射頻前端系統(tǒng)的頻帶選擇性的性能，主要由射頻 前端的選頻網(wǎng)絡(luò)所決定。采用傳統(tǒng)LC濾波器，通過調(diào)節(jié)第一級(jí)本振的輸入頻率，改變選頻網(wǎng)絡(luò)的中心頻率，設(shè)置本振為195MHz，實(shí)現(xiàn)對(duì) 120～130MHz射頻信號(hào)的下變頻處理。在ADS中搭建第一級(jí)混頻電路模塊的仿真原理圖。由圖4可以看出，接收機(jī)在123MHz處最大增益為 20.827dB，也就是LNA的增益減去濾波器的插入損耗。選頻濾波器能很好對(duì)240～290MHz鏡像干擾信號(hào)進(jìn)行抑制。

　　圖4、選頻網(wǎng)絡(luò)S參數(shù)仿真

　　本文在軟件無線電系統(tǒng)理論基礎(chǔ)上，對(duì)寬帶接收機(jī)射頻前端系統(tǒng)采用超外差式二次混頻結(jié)構(gòu)，建立了一個(gè)通用化、標(biāo)準(zhǔn)化、模塊化的接收機(jī)射頻前端系統(tǒng)仿真平臺(tái)。從性能仿真結(jié)果可以看出，該方案能夠很好地應(yīng)用在軟件無線電射頻前端電路中，可以達(dá)到設(shè)計(jì)要求。

　　TOP5 WLAN射頻優(yōu)化電路

　　無線局域網(wǎng)（WLAN）是基于IEEE 802.11標(biāo)準(zhǔn)、使用免費(fèi)的ISM頻段射頻資源實(shí)現(xiàn)的局域網(wǎng)絡(luò)連接。IEEE 802.11的第一個(gè)版本的標(biāo)準(zhǔn)由IEEE在1997年制定，該標(biāo)準(zhǔn)定義了媒體訪問控制層和物理層。其中，物理層定義了工作頻率為2.4GHz的ISM頻 段，總數(shù)據(jù)傳輸速率為2Mb/s。

　　此外，為實(shí)現(xiàn)更高的數(shù)據(jù)吞吐量，2013年WiGig組織并入了WiFi聯(lián)盟。WiGig致力于推廣IEEE 802.11ad標(biāo)準(zhǔn)，該標(biāo)準(zhǔn)采用60GHz頻段，提供最高7Gb/s傳輸速率的短距離無線通信服務(wù)。由于60GHz信號(hào)無法穿透障礙物，當(dāng)終端設(shè)備進(jìn)入 WiGig信號(hào)無法覆蓋的區(qū)域時(shí)，將自動(dòng)切換到更低頻段，但是傳輸速率將大幅下降。

　　表1總結(jié)了IEEE 802.11標(biāo)準(zhǔn)演進(jìn)的歷程，從中可以看出WLAN標(biāo)準(zhǔn)的每一次升級(jí)和補(bǔ)充，其結(jié)果無非就是為了得到傳輸速率/吞吐量。為了實(shí)現(xiàn)這一目標(biāo)，可以采用以下兩 種手段。1、采用更寬的信道帶寬。為實(shí)現(xiàn)這一目的，有時(shí)就需要提高工作頻段。因此，WLAN已經(jīng)從最初的2.4GHz逐步向5GHz過渡，并且已經(jīng)出現(xiàn)了 60GHz的標(biāo)準(zhǔn)，從而可以利用更寬的頻譜資源。2、采用空間復(fù)用技術(shù)。從IEEE 802.11n開始，MIMO技術(shù)被引入WLAN，并且最大空間串流也在IEEE 802.11ac中得到增加。

　　表1：WLAN物理層標(biāo)準(zhǔn)演進(jìn)

　　2010年以來，全球智能手機(jī)的 出貨量穩(wěn)步增長(zhǎng)。如圖1的預(yù)計(jì)所示，到2017年，全球智能手機(jī)每年的出貨量將接近16億部。在智能手機(jī)中，由于工藝的差異，手機(jī)主芯片通常不會(huì)集成 WLAN的射頻電路。對(duì)于主芯片，WLAN的射頻電路屬于外圍芯片，如圖2所示。WLAN標(biāo)準(zhǔn)的不斷提升要求WLAN射頻電路除了要支持5GHz的 IEEE 802.11ac的需求，也要對(duì)IEEE 802.11a/b/g/n作向下兼容支持，此外，還要兼顧到與2.4GHz WLAN標(biāo)準(zhǔn)同頻的藍(lán)牙（BT）的共存。

　　圖1：全球智能手機(jī)出貨量統(tǒng)計(jì)

　　圖2：智能手機(jī)內(nèi)部架構(gòu)

　　為滿足對(duì)智能手機(jī)WLAN連接標(biāo)準(zhǔn)不斷提升的需求，恩智浦半導(dǎo)體即將推出兩款集成開關(guān)的低噪聲放大器芯片（LNA+SW）BGS8324（圖3）和BGS8358（圖4）。

　　圖3：BGS8324 2.4GHz （IEEE 802.11b/g/n）前端芯片架構(gòu)

　　圖4：BGS8358 5GHz （IEEE 802.11a/n/ac） 前端芯片架構(gòu)

　　BGS8324是工作在2.4GHz頻段的WLAN接收前端芯片，支持IEEE 802.11b/g以及IEEE 802.11n的2.4GHz頻段，同時(shí)兼顧藍(lán)牙的共存。該產(chǎn)品采用2mm×2mm的QFN封裝，無需外部匹配器件，具有體積小、功耗低、設(shè)計(jì)簡(jiǎn)單等特 點(diǎn)。該芯片支持2.7V到6V的電壓，具有接收放大、直通、發(fā)射和藍(lán)牙四種模式，并內(nèi)置對(duì)5.8GHz共存信號(hào)的防阻塞功能。BGS8358是工作在5GHz頻段的WLAN接收前端芯片，支持IEEE 802.11a/ac以及IEEE 802.11n的5GHz頻段。該芯片采用1.5mm×1.5mm的QFN封裝，同樣不需要外部匹配器件，具有體積小、功耗低、設(shè)計(jì)簡(jiǎn)單等特點(diǎn)。該芯片支 持2.7V到6V的電壓，具有接收放大、直通和發(fā)射三種模式，并內(nèi)置對(duì)2.4GHz共存信號(hào)的防阻塞功能。

　　本文回顧了WLAN的物理層標(biāo)準(zhǔn)IEEE 802.11的演進(jìn)歷程，分析了該標(biāo)準(zhǔn)歷次修正通過工作帶寬的增加以及MIMO技術(shù)的運(yùn)用使得數(shù)據(jù)吞吐量大幅提高的趨勢(shì)?？紤]到WLAN在智能手機(jī)中的廣 泛應(yīng)用，為迎合最新的WLAN標(biāo)準(zhǔn)，恩智浦半導(dǎo)體推出了用于智能手機(jī)WLAN射頻方案的BGS8324和BGS8358兩款產(chǎn)品，以兼容IEEE 802.11a/b/g/n/ac各種標(biāo)準(zhǔn)，同時(shí)，還兼顧到2.4GHz頻段藍(lán)牙的共存。這兩款產(chǎn)品具有體積小、功耗低、設(shè)計(jì)簡(jiǎn)單等優(yōu)點(diǎn)，具有廣闊的市場(chǎng) 前景。

　　TOP6 射頻前端功率放大偏置電路

　　偏置電路：有掃描結(jié)果可以得到管子工作點(diǎn)的各項(xiàng)參數(shù)。為保證管子始終工作在線性放大區(qū)，選擇直流工作點(diǎn)為VDS=5V，IDS=0.8A，VGS=-0.4V。 由模擬電子技術(shù)的知識(shí)可得，偏置電路可有兩種形式：自偏壓電路和分壓式自偏壓電路。

　　自偏壓電路比較簡(jiǎn)單，但是當(dāng)靜態(tài)工作點(diǎn)確定之后，VGS與ID就確定了，因而R的選擇的范圍很小。分壓式自偏壓電路是在其基礎(chǔ)上加接分壓電阻后組成的。漏極電源VDD經(jīng)過分壓電阻R5和R1分壓后，通過R4供給柵極電壓VG=R1*VDD/（R1+R5），同時(shí)漏極電流在源極電阻R3上也產(chǎn)生壓降 VS=ID*R3，可知靜態(tài)時(shí)加在FET上的柵源電壓？ 。

　　圖中C1、C2為隔直電容，C3去耦電容，L1、L2為去耦電感。因?yàn)樵诖笮盘?hào)仿真時(shí)為了提高電源效率，故選擇Vdd的值比較小。R3、R4的值比較小也是為了降低消耗在其上的直流功率，而提高電源的效率。

　　采用RFID技術(shù)的車輛管理系統(tǒng)電路詳解

　　RFID技術(shù)在市場(chǎng)上被廣泛應(yīng)用。在國(guó)外，射頻標(biāo)簽已被廣泛應(yīng)用于工業(yè)自動(dòng)化、商業(yè)自動(dòng)化、交通運(yùn)輸、物流等眾多領(lǐng)域。其特有的高準(zhǔn)確率和快捷性大大降低了企業(yè)的物流成本，提高了企業(yè)的市場(chǎng)競(jìng)爭(zhēng)力和服務(wù)效率。本文設(shè)計(jì)了完整的智能車庫(kù)控制系統(tǒng)，車庫(kù)模型總體采用“回”字設(shè)計(jì)方案，此方案在模型車庫(kù)中已經(jīng)通過驗(yàn)證和實(shí)際的信息采集，能夠滿足實(shí)際運(yùn)用。硬件部分以STC公司生產(chǎn)的STC 11F32XE單片機(jī)作為控制核心，對(duì)系統(tǒng)硬件進(jìn)行了總體設(shè)計(jì)，并對(duì)硬件系統(tǒng)中各個(gè)功能模塊的具體設(shè)計(jì)進(jìn)行了以下詳細(xì)介紹。

　　智能小車的設(shè)計(jì)，完全按照了國(guó)家級(jí)機(jī)器人競(jìng)賽標(biāo)準(zhǔn)，車輛采用直流電源供電，便于系統(tǒng)對(duì)電源的管理和盡可能的降低設(shè)備的功耗。穩(wěn)壓芯片在電源和控制器以及其他設(shè)備之間的連接，既可以使系統(tǒng)電源提供我們所需要的電流電壓，又可以有效的保護(hù)電源。使用STC 89C58單片機(jī)作為模擬車的控制器，能夠?qū)囕v運(yùn)行中的變化做出及時(shí)反應(yīng)，便于模擬人駕駛車輛正在進(jìn)行前進(jìn)，停止，后退等進(jìn)、出車庫(kù)的操作。綜合考慮需求和成本，選用STC 11F32XE單片機(jī)微處理器作為控制核心。STC 11F32XE單片機(jī)在整個(gè)系統(tǒng)中，從讀卡模塊讀取信息，及時(shí)處理獲取到的信息并將處理結(jié)果傳回給卡片，完成信息交換。

　　程序下載模塊電路圖如圖1所示，首先在芯片尚未工作的時(shí)候，PC機(jī)通過串口（DB9）發(fā)送信號(hào)給STC 11F32XE芯片，讓芯片處于等待下載狀態(tài)。當(dāng)給單片機(jī)上電的時(shí)候，電腦終端和MAX232芯片通過T1OUT0和R1IN0連接，轉(zhuǎn)換電平后，最終通過T1OUT0和R1IN0連接到目標(biāo)芯片，通過整個(gè)電路回路，完成程序的下載。

　　MAX232芯片在此下載電路中，由1、2、3、4、5、6腳和4只電容產(chǎn)生+12v和-12v兩個(gè)電源，提供給RS-232 串口電平的需要。由TTL/CMOS數(shù)據(jù)從T1IN、T2IN輸入轉(zhuǎn)換成RS-232數(shù)據(jù)從T1OUT、T2OUT送到電腦DB9插頭；DB9插頭的 RS-232數(shù)據(jù)從R1IN、R2IN輸入轉(zhuǎn)換成TTL/CMOS數(shù)據(jù)后從R1OUT、R2OUT輸出，完成電平轉(zhuǎn)換。

　　射頻識(shí)別模塊

　　射頻識(shí)別部分電路如圖2所示，磁卡進(jìn)入天線產(chǎn)生的磁場(chǎng)后，接收解讀器發(fā)出的射頻信號(hào)，憑借感應(yīng)電流所獲得的能量通過TX1和 TX2發(fā)送出存儲(chǔ)在芯片中的產(chǎn)品信息，解讀器RC522讀取信息并解碼后，通過M-MFMOSI、M-MFMISO和M-MFRST送至STC 11F32進(jìn)行 有關(guān)的數(shù)據(jù)處理。

　　MF RC522芯片利用其先進(jìn)的調(diào)制和解調(diào)概念，在13.56MHz下的被動(dòng)非接觸式通信方式和協(xié)議。使其內(nèi)部發(fā)送器部分通過TX1和TX2驅(qū)動(dòng)讀寫器天線與 ISO 14443A/MIFARE卡的通信。硬件接收器部分提供了一個(gè)堅(jiān)固而有效的解調(diào)和解碼電路，用于處理ISO14443A兼容的應(yīng)答信號(hào)。與STC 11F32XE通過M-MFMOSI、M-MFMISO和M-MFRST連接中的通信采用連線較少的UART（類似RS232）模式，數(shù)據(jù)傳輸速率高達(dá) 424kbit/s，有利于減少連線，縮小PCB板體積，降低成本。

　　TOP7 射頻低噪聲放大電路

　　液晶顯示模塊

　　顯示電路如圖3，采用12864液晶屏，使用該點(diǎn)陣的中文字庫(kù)，顯示我們?cè)趯?shí)際使用場(chǎng)景中的對(duì)客戶和對(duì)自己的同一操作的統(tǒng)一可視化操作。

　　整個(gè)智能車庫(kù)的設(shè)計(jì)，全面考慮了實(shí)用性和穩(wěn)定性。對(duì)目前大量使用的傳統(tǒng)車庫(kù)和制作的車庫(kù)模型使用情況進(jìn)行數(shù)據(jù)統(tǒng)計(jì)和分析，每個(gè)停車區(qū)在功能和結(jié)構(gòu)上，都采取了獨(dú)立的設(shè)計(jì)方案，在實(shí)際運(yùn)用的過程中，可以根據(jù)需要，在現(xiàn)有車庫(kù)模型的基礎(chǔ)上，對(duì)停車區(qū)按實(shí)際需求進(jìn)行增減，以滿足停車需要。在程序設(shè)計(jì)過程中，根據(jù)磁卡不同的操作場(chǎng)景，設(shè)置成多個(gè)工作模式，盡可能的降低程序間的相互影響，達(dá)到系統(tǒng)的通用性和無誤操作。

　　從概念上來講，RFID 類似于條碼掃描，對(duì)于條碼技術(shù)而言，它是將已編碼的條形碼附著于目標(biāo)物并使用專用的掃描讀寫器利用光信號(hào)將信息由條形磁傳送到掃描讀寫器；而RFID則使用專用的RFID讀寫器及專門的可附著于目標(biāo)物的RFID單元，利用RF信號(hào)將信息由RFID單元傳送至RFID讀寫器。RFID單元中載有關(guān)于目標(biāo)物的各類相關(guān)信息，如：該目標(biāo)物的名稱，目標(biāo)物運(yùn)輸起始終止地點(diǎn)、中轉(zhuǎn)地點(diǎn)及目標(biāo)物經(jīng)過某一地的具體時(shí)間等，還可以載入諸如溫度等指標(biāo)。RFID單元，如標(biāo)簽、卡等可靈活附著于從車輛到載貨底盤的各類物品RFID技術(shù)所使用的電波頻率為50KHz-5.8GHz，如圖一所示，一個(gè)最基本的RFID系統(tǒng)一般包括以下幾個(gè)部份：

　　一個(gè)載有目標(biāo)物相關(guān)信息的RFID單元（應(yīng)答機(jī)或卡、標(biāo)簽等）； 在讀寫器及RFID單元間傳輸RF信號(hào)的天線； 一個(gè)產(chǎn)生RF信號(hào)的RF收發(fā)器（RF transceiver）；一個(gè)接收從RFID單元上返回的RF信號(hào)并將解碼的數(shù)據(jù)傳輸?shù)街鳈C(jī)系統(tǒng)以供處理的讀寫器；天線、讀寫器、收發(fā)器及主機(jī)可局部或全部集成為一個(gè)整體，或集成為少數(shù)的部件。不同制造商有各自不同的集成方法。

　　典型的射頻電路

　　射頻電路最主要的應(yīng)用領(lǐng)域就是無線通信，圖1為一個(gè)典型的無線通信系統(tǒng)的框圖，下面以這個(gè)系統(tǒng)為例分析射頻電路在整個(gè)無線通信系統(tǒng)中的作用。

　　這是一個(gè)無線通信收發(fā)機(jī)的系統(tǒng)模型，它包含了發(fā)射機(jī)電路、接收機(jī)電路以及通信天線。這個(gè)收發(fā)機(jī)可以應(yīng)用于個(gè)人通信和無線局域網(wǎng)絡(luò)中。在這個(gè)系統(tǒng)中，數(shù)字處理部分主要是對(duì)數(shù)字信號(hào)進(jìn)行處理，包括采樣、壓縮、編碼等；然后通過A/D轉(zhuǎn)換器轉(zhuǎn)換器變成模擬形式進(jìn)入模擬信號(hào)電路單元。

　　射頻電路的組成和特點(diǎn)

　　下面，將針對(duì)圖方框圖中的低噪聲放大器（LNA）討論一般射頻電路的組成和特點(diǎn)。

　　上圖給出了這個(gè)放大器的電路板圖， 注意到輸入信號(hào)是通過一個(gè)經(jīng)過匹配濾波網(wǎng)絡(luò)輸入放大模塊。放大模塊一般采用晶體管的共射極結(jié)構(gòu)，其輸入阻抗必須與位于低噪聲放大器前面的濾波器的輸出阻抗 相匹配，從而保證最佳傳輸功率和最小反射系數(shù)，對(duì)于射頻電路設(shè)計(jì)來說，這種匹配是必須的。此外，低噪聲放大器的輸出阻抗必須與其后端的混頻器輸入阻抗相匹 配，同樣能保證放大器輸出的信號(hào)能完全、無反射的輸入到混頻器中去。這些匹配網(wǎng)絡(luò)是由微帶線組成，在有些時(shí)候也可能由獨(dú)立的無源器件組成，但是它們?cè)诟哳l 情況下的電特性與在低頻的情況下完全不同。圖上還可以看出微帶線實(shí)際上是一定長(zhǎng)度和寬度的敷銅帶，與微帶線連接的是片狀電阻、電容和電感。

　　射頻電路的功率和增益

　　增益、噪聲和非線性是描述射頻電路最常用的指標(biāo)。在射頻和微波系統(tǒng)中，由于反射的普遍存在和理想的短路、開路難以獲得，低頻電路中常用的電壓和電流參數(shù)的測(cè)量變得十分困難，因此，功率的測(cè)量得到了廣泛的應(yīng)用。并且，傳統(tǒng)的射頻和微波電路使用分立元件和傳輸線構(gòu)成，電路的輸入、輸出通常需要匹配到一個(gè)系統(tǒng)阻抗（50？或75？）。由于上面兩個(gè)原因，電路的性能指標(biāo)，如增益、噪聲、非線性等，都可以通過功率表示出來。

　　TOP8 測(cè)試環(huán)路濾波器及射頻電路

　　本文以ADF 4153型小數(shù)分頻頻率合成器為例，給出了容易實(shí)現(xiàn)的三階環(huán)路濾波器的設(shè)計(jì)方法，能夠滿足芯片實(shí)際測(cè)試的需要。

　　外接環(huán)路濾波器的設(shè)計(jì)

　　環(huán)路濾波器是電荷泵鎖相環(huán)電路的重要環(huán)節(jié)，它連接在電荷泵和壓控振蕩器之間。鎖相環(huán)的基本頻率特性是由環(huán)路濾波器決定的。實(shí)際上，正是由于環(huán)路濾波器的存在，鎖相環(huán)才可以選擇工作在任意的中心頻率和帶寬內(nèi)。環(huán)路濾波器的類型多種多樣，大致分為有源濾波器和無源濾波器兩大類，無源濾波器與有源濾波器相比，其優(yōu)點(diǎn)在于：結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、低噪聲、高穩(wěn)定度和易以實(shí)現(xiàn)。

　　最常見的無源濾波器是如圖1所示的三階濾波器。一般而言，環(huán)路濾波器的帶寬應(yīng)為PFD頻率（通道間隔）的1/10.提高環(huán)路帶寬會(huì)縮短鎖定時(shí)間。但環(huán)路帶寬過大會(huì)大幅度地增加不穩(wěn)定性，從而導(dǎo)致鎖相環(huán)無法鎖定的狀態(tài)。

　　圖1三階環(huán)路濾波器

　　環(huán)路濾波器設(shè)計(jì)參數(shù)的選擇

　　為了研究環(huán)路濾波器對(duì)鎖相環(huán)輸出頻率相位噪聲的影響，設(shè)計(jì)出符合芯片測(cè)試需要的外圍環(huán)路濾波器。我們?cè)贏DIsimPLL軟件中進(jìn)行了如下仿真配置。器件型號(hào)：ADF 4153，fPFD=25MHz（理想信號(hào)源），INT=69，F(xiàn)RAC=101，MOD=125，VCO采用ZComm公司的V674ME34-LF，在該配置下，預(yù)期輸出的RFOUT=1.7452GHz.

　　a）設(shè)定環(huán)路濾波器帶寬為20kHz，相位裕度50°，其相位噪聲的仿真情況如圖2所示。

　　圖2環(huán)路帶寬20kHz時(shí)的相位噪聲仿真圖

　　從圖2中可以得知，當(dāng)環(huán)路濾波帶寬為20kHz時(shí)，VCO所引起的相位噪聲占據(jù)了主導(dǎo)地位。芯片所引起的相位噪聲則被淹沒在總輸出噪聲之下。換句話說，當(dāng)環(huán)路帶寬較窄（如20kH）的情況下，針對(duì)鎖相環(huán)輸出信號(hào)進(jìn)行相位噪聲測(cè)試，其結(jié)果并不能真正地反映芯片輸出的相位噪聲。

　　設(shè)定環(huán)路濾波器帶寬為100kHz，相位裕度50°，其相位噪聲的仿真情況如圖3所示。

　　圖3環(huán)路帶寬為100kHz時(shí)的相位噪聲仿真圖

　　從圖3中可以得知，當(dāng)環(huán)路濾波帶寬為100kHz時(shí)，VCO對(duì)于總相位噪聲的貢獻(xiàn)顯著地降低，芯片所引起的相位噪聲占據(jù)了主導(dǎo)地位，在10kHz以內(nèi)，總相位噪聲輸出的曲線基本與芯片所引起的相位噪聲重合。由此可以得知，當(dāng)環(huán)路帶寬較寬（如 100kHz）的情況下，針對(duì)鎖相環(huán)輸出信號(hào)進(jìn)行相位噪聲測(cè)試，其結(jié)果基本能真正反映芯片輸出的相位噪聲。

　　本文研究的ADF 4154的主要測(cè)試頻點(diǎn)為1.7452GHz（fPFD=25MHz，RSET=5.1k），根據(jù)測(cè)試要求進(jìn)行綜合的考慮，設(shè)定了環(huán)路帶寬75kHz，相位裕度50°的約束條件。在進(jìn)行ADF 4153的外圍電路設(shè)計(jì)時(shí)，首先需要確認(rèn)所使用的VCO型號(hào)及其標(biāo)稱性能。然后再根據(jù)ADI公司提供的ADIsim-PLL軟件進(jìn)行三階環(huán)路濾波器的設(shè)計(jì)。從軟件得出C1~C3、R2、R3的具體取值，再根據(jù)現(xiàn)有的標(biāo)稱電容電阻值進(jìn)行調(diào)整，反算出實(shí)際設(shè)計(jì)的環(huán)路帶寬及相位裕度。

　　由此，我們確定了環(huán)路濾波器中各個(gè)電容、電阻的取值，并設(shè)計(jì)了可用于ADF 4153芯片測(cè)試的電路原理圖，如圖4所示。VCO的輸出不僅需要連接外部頻譜儀進(jìn)行測(cè)試，還需要通過電容反饋到ADF 4153的REFINA端，同時(shí)REFINA端還需要預(yù)留SMA頭用于射頻輸入頻率范圍及靈敏度測(cè)試。一個(gè)簡(jiǎn)單的電阻網(wǎng)絡(luò)用于完成VCO輸出信號(hào)功率的再分配。

　　圖4環(huán)路濾波器及射頻電路設(shè)計(jì)

　　本文主要基于芯片測(cè)試目的，針對(duì)外圍電路中的環(huán)路濾波器設(shè)計(jì)來進(jìn)行討論，文中給出了一種簡(jiǎn)單、易行的工程化計(jì)算方法和流程，并對(duì)其進(jìn)行了驗(yàn)證測(cè)試，測(cè)試結(jié)果滿足芯片測(cè)試的需要。這種方法已經(jīng)應(yīng)用于多款小數(shù)分頻頻率合成器的測(cè)試電路的設(shè)計(jì)中。