集成電壓/電流驅(qū)動的靈活4~20mA環(huán)路供電壓力傳感器變送器

　　電路功能與優(yōu)勢

　　圖1所示電路是一款魯棒且靈活的環(huán)路供電電流變送器，可將壓力傳感器的差分電壓輸出轉(zhuǎn)換為4 mA至20 mA電流輸出。

　　該設(shè)計針對各種橋式電壓或電流驅(qū)動型壓力傳感器而優(yōu)化，僅使用了4個有源器件，總不可調(diào)整誤差低于1%。環(huán)路電源電壓范圍為12 V至36 V。

　　該電路的輸入具有ESD保護(hù)功能，并且可提供高于供電軌的電壓保護(hù)，是工業(yè)應(yīng)用的理想選擇。

　　圖1. 魯棒的環(huán)路供電壓力傳感器信號調(diào)理電路，具有4 mA至20 mA輸出
（顯示為傳感器電壓驅(qū)動模式），原理示意圖：未顯示所有連接和去耦

　　電路描述

　　該設(shè)計提供完整的4 mA至20 mA變送器壓力傳感器檢測解決方案，整個電路由環(huán)路供電。有三個重要的電路級：傳感器激勵驅(qū)動、傳感器輸出放大器和電壓-電流轉(zhuǎn)換器。

　　電路所需總電流為1.82 mA（最大值），如表1所示。因此，可在不超過4 mA最大可用環(huán)路電流的情況下使用電橋驅(qū)動電流高達(dá)2 mA的壓力傳感器。

　　傳感器激勵驅(qū)動

　　需使用電壓驅(qū)動或電流驅(qū)動，具體取決于所選壓力傳感器。該電路使用一半的ADA4091-2（U2A），并通過開關(guān)S1選擇不同配置，支持兩種選項之一。開關(guān)S1提供其中一種驅(qū)動選擇。

　　激勵：電壓驅(qū)動配置

　　圖2顯示S1的電壓驅(qū)動配置，S1位于PCB上標(biāo)有VOLTAGE DRIVE處（完整電路布局和原理圖參見CN0289設(shè)計支持包：http://www.analog.com/CN0289-DesignSupport）。

　　圖2. 傳感器電壓驅(qū)動配置（RBRIDGE=5kΩ、VDRIVE=10V

　　電壓驅(qū)動電路通常配置為10 V電橋驅(qū)動電壓。在該模式下，允許的最小電橋電阻為：

　　對于低于5 kΩ的電橋電阻而言，可通過移除R6并使用緩沖器配置，將驅(qū)動電壓降低至5 V。

　　通過下式選擇合適的R6，便可獲得驅(qū)動電壓的其他值：

　　其中：

　　請注意，環(huán)路電壓VLOOP應(yīng)至少比電橋驅(qū)動電壓高0.2 V，以便讓U2A具有足夠的裕量。

　　激勵：電流驅(qū)動配置

　　通過將S1移動至PCB上標(biāo)有CURRENT DRIVE的位置，便可將電路切換至圖3所示的電流驅(qū)動配置。

　　圖3. 傳感器電流驅(qū)動配置（RBRIDGE = 3 kΩ）

　　在電流驅(qū)動模式中，必須保留最大允許的2 mA電橋驅(qū)動電流。電路配置為R4 = 2.49 kΩ且IDRIVE = 2 mA。使用下式選擇 R4值，可獲得較低的 IDRIVE值：

　　通過下式可計算驅(qū)動電壓VDRIVE：

　　U2A電源需要0.2 V裕量，因此：

　　在圖3中，RBRIDGE = 3 kΩ、IDRIVE = 2 mA、 VDRIVE = 11 V、VLOOP ≥ 11.2 V。

　　該電路選擇運(yùn)算放大器ADA4091-2，因為它具有低功耗（每個放大器250 μA）、低失調(diào)電壓（250 μV）以及軌到軌輸入輸出特性。

　　電橋輸出儀表放大器以及增益和失調(diào)電阻選擇

　　電橋輸出采用帶寬為39.6 kHz的共模濾波器（4.02 kΩ、1 nF） 以及帶寬為2 kHz的差模濾波器（8.04 kΩ、10 nF）濾波。

　　AD8226是理想的儀表放大器選擇，因為它具有低增益誤差 （0.1%，B級）、低失調(diào)（G = 50時58μV，B級；G = 50時112μV， A級）、出色的增益非線性度（75 ppm = 0.0075%）以及軌到軌輸出特性。

　　AD8226儀表放大器以系數(shù)50 V至5 V放大100 mV FS信號，增益設(shè)置電阻R3 = 1.008 kΩ。增益G和R3的關(guān)系如下：

　　其中G = 50，R3 = 1008 Ω。

　　輸出零值環(huán)路電流ILO = 4 mA：

　　由于R10與R8之比為100:1

　　合并最后兩式可得：

　　ILO= 4 mA時，AD8226輸出為0 V；失調(diào)電阻R12可計算如下：

　　若VOUT= 5.00 V，則輸出環(huán)路電流ILH = 20 mA， 因此：

　　流經(jīng)R12的電流為：

　　流經(jīng)R9的電流為：

　　R9值可通過下式計算：

　　實際使用時，R3、R12和R9的計算值將不作為標(biāo)準(zhǔn)值提供，因此電路所用的實際值將產(chǎn)生固定誤差。這些誤差可通過下式計算。

　　電阻R3、R9和R12產(chǎn)生的增益、失調(diào)和總誤差測量值，以 %FSR表示（其中，F(xiàn)SR = 16 mA）：

　　零電平輸出（4 mA）時的總誤差不受增益誤差影響。

　　而滿量程輸出（20 mA）時的總誤差可計算如下：

　　滿量程誤差 = 增益誤差 + 失調(diào)誤差

　　實際電路中，必須選擇最接近EIA標(biāo)準(zhǔn)的0.1%電阻，因此可得前文所述的固定增益和失調(diào)誤差?？墒褂脙蓚€0.1%電阻組合，以便更接近計算值。例如，下列0.1%電阻的串聯(lián)組合非常接近計算值：

　　R3 = 1 kΩ + 8.06 Ω = 1008.06 Ω （計算值 = 1008 Ω）

　　R9 = 30.9 kΩ + 655 Ω = 31.555k Ω （計算值 = 31.56 kΩ）

　　R12 = 124 kΩ + 2.26 kΩ = 126.26 Ω （計算值 = 126.25 Ω）

　　這些組合的誤差計算如下：

　　失調(diào)誤差 = −0.008% FSR

　　增益誤差 = +0.010% FSR

　　滿量程誤差 =

　　然而在某些情況下，電阻供應(yīng)商甚至連標(biāo)準(zhǔn)0.1%電阻值都無法提供，因此需進(jìn)行替換。

　　例如，EVAL-CN0289-EB1Z 評估板提供的電阻值如下：

　　R3 = 1000 Ω（計算值 = 1008 Ω）

　　R9 = 31.6 kΩ（計算值 = 31.56 kΩ）

　　R12 = 124 kΩ（計算值 = 126.25 kΩ）

　　根據(jù)評估板提供的數(shù)值，電阻值引起的誤差可計算如下：

　　失調(diào)誤差 = +0.45% FSR

　　增益誤差 = +0.66% FSR

　　滿量程誤差 = +1.11% FSR

　　基準(zhǔn)電壓

　　使用ADR025 V基準(zhǔn)電壓設(shè)置電橋的驅(qū)動電壓或電流，以及設(shè)置4 mA零電平失調(diào)。其初始精度為0.1%（A級）、0.06% （B級），并且具有10 μV p-p電壓噪聲。此外，它將采用高達(dá) 36 V的電源電壓工作，且僅消耗1 mA（最大值），是環(huán)路供電應(yīng)用的理想選擇。

　　基準(zhǔn)電壓

　　通過強(qiáng)制數(shù)值大小為信號分量（I9） 和失調(diào)分量（I12）。 之和的電流流過R10，即可產(chǎn)生4 mA至20 mA輸出電流。電流I10 = I9 + I12）在R10兩端產(chǎn)生電壓，該電壓通過U2B和Q1施加于感測電阻R10。流經(jīng)R8的電流是流經(jīng)R10電流的100倍。因此，環(huán)路電流ILOOP可由下式算得：

　　選擇的R8 （10 Ω）和R10 （1 kΩ）數(shù)值要能夠輕松得到0.1%容差。

　　為了讓電路正常工作，電路電流I ICIRCUIT

　　受U2B輸出控制的雙極性NPN晶體管產(chǎn)生環(huán)路電流，并且增益應(yīng)當(dāng)至少為300，以便最大程度減少線性誤差。其擊穿電壓應(yīng)至少為50 V。

　　輸出晶體管Q1是一個50 V NPN功率晶體管，25°C時功耗為 1.1 W。在20 mA輸出電流輸入至0 Ω環(huán)路負(fù)載電阻且 VCC電源為36 V時，電路具有最差情況下的功耗。這些條件下的 Q1功耗為0.68 W。

　　驅(qū)動電路板的電源電壓VLOOP取決于環(huán)路電源VLOOP_SUPPLY環(huán)路負(fù)載R7和環(huán)路電流 ILOOP. 這些數(shù)值的關(guān)系如下：

　　若要使電路正常工作，電源電壓VLOOP必須大于7 V，以便為 ADR02基準(zhǔn)電壓源提供充分的裕量。

　　因此，

　　對于20 mA最大環(huán)路電流以及R7 = 250 Ω

　　最小環(huán)路電源電壓同樣取決于電橋的驅(qū)動電路配置。在VDRIVE= 10 V的電壓驅(qū)動模式下，電源電壓VLOOP必須大于 10.2 V，這樣U2A才能保持足夠的裕量（見圖2）。

　　在電流驅(qū)動模式下，電源電壓VLOOP必須大于11.2 V，這樣 U2A才能保持足夠的裕量（見圖3）。

　　環(huán)路電源電壓限值為36 V（最大值）。

　　有源元件的誤差分析

　　表2和表3分別表示系統(tǒng)中因有源元件造成的AD8226 和 ADR02的A、B級最大誤差及rss誤差。請注意，運(yùn)算放大器ADA4091-2僅在一種等級水平下可用。

　　總電路精度

　　對電阻容差導(dǎo)致的總誤差的合理近似推算是假設(shè)每個關(guān)鍵電阻對總誤差貢獻(xiàn)都相等。5個關(guān)鍵電阻是R3、R8、R9、R10 和R12。0.1%電阻導(dǎo)致的最差情況下的容差可造成0.5%總電阻誤差最大值。若假定rss誤差，則總rss誤差為0.1√5 = 0.224%。

　　由于有源器件（A級）造成的誤差，需要在之前的最差情況誤差之上增加0.5%的最差情況電阻容差誤差：

　　失調(diào)誤差 = 0.29% +0.5% = 0.79%

　　增益誤差 = 0.15% + 0.5% = 0.65%

　　滿量程誤差 = 0.44% + 0.5% = 0.94%

　　這些誤差假定選用理想電阻，因此誤差僅來源于其容差。

　　雖然電路允許具有1%或更低的總誤差，若要求更佳的精度，則電路需具備失調(diào)和增益調(diào)節(jié)能力。針對4 mA輸出和零電平輸入，可通過調(diào)整R12來校準(zhǔn)失調(diào)，然后針對滿量程100 mV輸入，通過改變R9調(diào)節(jié)滿量程。這兩項調(diào)節(jié)是相互獨(dú)立的；假定首先進(jìn)行失調(diào)校準(zhǔn)。

　　電路的實際誤差數(shù)據(jù)見圖4?？傒敵稣`差（%FSR）通過將理想輸出電流與測量輸出電流的差除以FSR （16 mA），然后將計算結(jié)果乘以100即可算出。

　　請注意，0 mV與1 mV輸入之間的誤差由AD8226輸出級飽和電壓導(dǎo)致，且電路在負(fù)載條件下的誤差范圍為20 mV至 100 mV。所有軌到軌輸出級均受限于其通過飽和電壓（雙極性輸出）或?qū)娮瑁–MOS輸出）達(dá)到供電軌的能力。

　　若輸出飽和電壓引起的誤差導(dǎo)致某些問題的產(chǎn)生，則來自電橋的輸入信號可通過在+5 V基準(zhǔn)電壓與電橋輸出的其中一側(cè)之間連接一個適當(dāng)?shù)碾娮瓒M(jìn)行偏置。

　　圖4. 輸出電流（%FSR）的總誤差與電橋輸出的關(guān)系（3 kΩ電橋，24 V環(huán)路電源）