28GHz 5G通信頻段射頻前端模塊MMIC的設(shè)計(jì)、實(shí)現(xiàn)和驗(yàn)證

　　進(jìn)一步評(píng)估了史密斯圓圖上的其他阻抗點(diǎn)下，功放的P1dB和功率回退兩種條件下的性能。圖2a中的負(fù)載條件明顯具有最好的綜合性能，因此被選定用于輸出級(jí)設(shè)計(jì)。最終選擇了52mA/mm的偏置電流，并選擇了8x50μm器件作為輸出級(jí)的基本單元，以滿(mǎn)足功率指標(biāo)要求。并根據(jù)總的傳輸增益指標(biāo)確定了需要三級(jí)放大。

　　通過(guò)依次為驅(qū)動(dòng)放大級(jí)和預(yù)驅(qū)動(dòng)放大級(jí)選擇最佳晶體管尺寸來(lái)設(shè)計(jì)完整的三級(jí)功率放大器。這同樣需要仔細(xì)考慮設(shè)計(jì)折中，因?yàn)檩^大的晶體管尺寸可改善整體線(xiàn)性度但會(huì)降低PAE。當(dāng)所有晶體管的尺寸和偏置確定后，就可以繼續(xù)進(jìn)行匹配和偏置電路的詳細(xì)設(shè)計(jì)。版圖設(shè)計(jì)從整個(gè)設(shè)計(jì)過(guò)程的早期階段就需要開(kāi)始考慮，以避免不引入過(guò)大的寄生效應(yīng)以及確保設(shè)計(jì)的可實(shí)現(xiàn)性。功放的第一和第二級(jí)使用共同的柵極偏置引線(xiàn)(加在引腳PA_Vg12上)，而第三級(jí)設(shè)置單獨(dú)的偏置引線(xiàn)(PA_Vg3)。這樣就可以單獨(dú)優(yōu)化兩個(gè)電壓，以對(duì)PA的線(xiàn)性度或PAE進(jìn)行提升。漏極供電可以類(lèi)似地通過(guò)兩個(gè)獨(dú)立的引腳施加+4V電壓在“PA_Vd12”和“PA_Vd3”上，盡管這兩個(gè)引腳在PCB板上是相連的。

　　SPDT開(kāi)關(guān)采用串并結(jié)構(gòu)，該設(shè)計(jì)中的串聯(lián)和并聯(lián)分支中集成了多個(gè)晶體管以提高線(xiàn)性度1。晶體管截止時(shí)的電容限制了關(guān)斷狀態(tài)下器件在高頻率處的固有隔離度，在28GHz時(shí)開(kāi)關(guān)晶體管的隔離度僅為幾dB2。減小晶體管尺寸可以改善固有隔離度，但會(huì)增加導(dǎo)通狀態(tài)下的插入損耗并降低其線(xiàn)性度，因此不是一種可行的選擇。這里采取的方法是采用片上電感補(bǔ)償來(lái)改善關(guān)斷狀態(tài)隔離度。經(jīng)過(guò)細(xì)致設(shè)計(jì)確保導(dǎo)通狀態(tài)下具有較低插入損耗，以實(shí)現(xiàn)發(fā)射通道的高輸出功率和接收通道的低噪聲系數(shù)。開(kāi)關(guān)由一個(gè)比特位控制電壓“Vctrl1”控制，該位設(shè)置為4V時(shí)表示發(fā)射模式、0V時(shí)表示接收模式。“單刀雙擲控制電路”(SPDT控制電路)可實(shí)現(xiàn)單比特控制，該電路本質(zhì)上是一對(duì)二線(xiàn)譯碼器?？刂齐娐泛蚐PDT本身消耗的總電流僅1mA，由“VD_SW”處施加的+4V電源提供。

　　接收通道的輸入位于通過(guò)SPDT連接到兩級(jí)LNA輸入的“天線(xiàn)”引腳處。接收通道的輸出位于標(biāo)記為“LNA_RFout”的引腳上。與PA一樣，LNA也具有快速開(kāi)關(guān)賦能電路，使得LNA在不工作時(shí)僅消耗低至0.1mA的電流。低噪聲放大器設(shè)計(jì)過(guò)程的關(guān)鍵是找到一種消耗電流低、又具有良好噪聲系數(shù)和足夠線(xiàn)性度的設(shè)計(jì)。

　　重要的第一步是選擇合適的晶體管尺寸。可使用多個(gè)短叉指來(lái)減小晶體管的柵極電阻并改善噪聲系數(shù)。低噪放的兩級(jí)都采用了串聯(lián)感性反饋，以使最佳噪聲系數(shù)所需的阻抗更接近于共軛匹配和最佳增益所需的阻抗。

　　低噪聲放大器的第一級(jí)以噪聲系數(shù)為設(shè)計(jì)優(yōu)化目標(biāo)，但仍需產(chǎn)生足夠的增益才能充分降低第二級(jí)噪聲系數(shù)的影響。低噪放第二級(jí)的噪聲系數(shù)并不重要，因此這級(jí)設(shè)計(jì)成比第一級(jí)有更高的增益。設(shè)計(jì)得到的LNA僅需要+4V電源的10mA直流電流。柵極偏置電壓施加在引腳“LNA_Vg”上，而+4V漏極偏置電壓加在“LNA_Vd”上。“LNA_Vsense”引腳則提供對(duì)偏置電流的監(jiān)測(cè)。監(jiān)測(cè)到的偏置電流信息可以用于控制柵極電壓以補(bǔ)償例如溫度等環(huán)境條件的變化。在正確偏置下，此監(jiān)測(cè)引腳的電壓為3.9V。使用增強(qiáng)型晶體管的工藝意味著只需要正電源電壓，從而使MMIC非常便于系統(tǒng)集成。

　　仔細(xì)的電磁仿真對(duì)確保各個(gè)模塊良好的射頻性能是非常重要的。采用了逐步添加的方法，每次將電路的一部分加入到EM仿真中，而其余部分仍使用工藝設(shè)計(jì)套件(PDK)中的模型進(jìn)行仿真。由于集成電路用于二次注塑工藝所得塑料封裝中，所以在集成電路上方注塑的化合物也需要在電磁仿真中考慮。

　　3.評(píng)估和測(cè)試

　　圖3是射頻前端芯片的照片。該射頻前端MMIC芯片尺寸為3.38mm × 1.99mm。其焊盤(pán)/引腳位置與框圖中所示的位置相似，并且它還多集成了多個(gè)接地盤(pán)，以使其完全可以進(jìn)行在片射頻測(cè)試(RFOW)。它被設(shè)計(jì)為采用低成本注塑成型5mm × 5mmQFN封裝。并且考慮到鑄模塑料的影響，需要精心設(shè)計(jì)從芯片到PCB的射頻過(guò)渡界面。設(shè)計(jì)了定制的引線(xiàn)框架用于實(shí)現(xiàn)該過(guò)渡，并且封裝體上的射頻端口都被設(shè)計(jì)為接地-信號(hào)-接地(GSG)界面。

　　圖3：28GHz 5G通信射頻前端模塊MMIC的芯片照片

　　完成加工制造之后，對(duì)多塊芯片進(jìn)行了在片射頻測(cè)試，以便在封裝之前確認(rèn)芯片達(dá)成了一次流片即成功的設(shè)計(jì)目標(biāo)。這里沒(méi)有給出在片射頻測(cè)試結(jié)果，給出的所有結(jié)果都是芯片完整封裝后安裝在典型PCB評(píng)估板上后測(cè)量得到的。

　　PCB評(píng)估板采用低成本層壓板材料設(shè)計(jì)，適合大批量生產(chǎn)。將封裝好的射頻前端模塊樣品組裝到PCB評(píng)估板上;所有測(cè)量的性能都校準(zhǔn)到PCB評(píng)估板上的封裝引腳處，從而包含了芯片到PCB過(guò)渡結(jié)構(gòu)的影響。設(shè)計(jì)了TRL校準(zhǔn)單元來(lái)將測(cè)量的性能校準(zhǔn)到封裝的參考面。圖4顯示了TRL校準(zhǔn)PCB板，以及一塊PCB評(píng)估板的照片。

　　圖4：封裝好的射頻前端模塊驗(yàn)證板和TRL校準(zhǔn)板照片

　　射頻前端模塊MMIC安裝在PCB上，并以封裝的射頻引腳為參考面獲取驗(yàn)證結(jié)果。在驗(yàn)證過(guò)程中使用市售的多通道DAC和ADC芯片來(lái)控制和監(jiān)測(cè)射頻前端模塊。該射頻前端模塊不需要任何負(fù)電壓，因?yàn)樗捎玫氖窃鰪?qiáng)型工藝。圖5給出了一個(gè)典型射頻前端模塊的發(fā)射通道的測(cè)量與仿真S參數(shù)的比較。測(cè)量數(shù)據(jù)和仿真結(jié)果相當(dāng)吻合。在此模式下，LNA被關(guān)閉，SPDT控制位“Vctrl1”切換為高電平，而PA則偏置在+4V電壓下約70mA總靜態(tài)電流。從27到29GHz，小信號(hào)增益(S21)為17.1dB±0.4dB。輸入反射衰減(S11)在整個(gè)頻段優(yōu)于18dB。由于輸出匹配是按功率回退條件下最佳PAE設(shè)計(jì)，而不是最好的S22，盡管如此測(cè)量到的S22(未給出圖示)在整個(gè)頻帶上為8dB或更好。

　　圖5：射頻前端模塊的發(fā)射通道的小信號(hào)性能測(cè)試與仿真對(duì)比

　　以輸出為參考的發(fā)射通道的三階截取點(diǎn)(OIP3)以100MHz的頻率間隔進(jìn)行評(píng)估，以反映5G系統(tǒng)中的寬信道帶寬。圖6是典型射頻前端模塊的實(shí)測(cè)OIP3與有用頻率的功率之間的關(guān)系圖，其功率范圍從1至11dBm。可以看出該5G頻段上的OIP3約為+28dBm，有用頻率功率在10dB范圍內(nèi)變動(dòng)時(shí)，OIP3變化很小。測(cè)量到的和仿真的OIP3與頻率的關(guān)系如圖7所示，具有良好的一致性。

　　圖6：射頻前端模塊發(fā)射通道的OIP3與頻率和輸出功率的關(guān)系(100MHz的頻率間隔)

　　圖7：測(cè)得的和仿真的OIP3隨頻率變化的比較

　　盡管5G通信系統(tǒng)需要線(xiàn)性放大來(lái)保持調(diào)制保真度，但為了提供一個(gè)便于比較的性能指標(biāo)，還是有必要測(cè)量輸出P1dB和PAE。測(cè)量所得性能如圖8所示，可見(jiàn)P1dB在20.2dBm左右，并在飽和時(shí)上升到21dBm。FEM的發(fā)射通道PAE約為20%，僅在該頻帶的高段略有下降。

　　圖8：發(fā)射通道測(cè)得的P1dB和PAE隨頻率的變化關(guān)系

　　如上所述，該FEM的設(shè)計(jì)是為了實(shí)現(xiàn)從P1dB回退7dB左右時(shí)的最佳性能指標(biāo)(OIP3和PAE)。具體指標(biāo)是在100MHz間隔的雙頻測(cè)試中，IMD3(三階交調(diào)項(xiàng))相對(duì)于所需有用信號(hào)，要低-35dBc。這個(gè)工作點(diǎn)很接近于該射頻前端將用于的5G系統(tǒng)的設(shè)定要求。

　　圖9顯示了在-35dBc的IMD3點(diǎn)工作時(shí)，測(cè)量和仿真的PAE和總射頻輸出功率的關(guān)系圖。測(cè)得的PAE達(dá)到較好的6.5%，主要是由于PA被設(shè)計(jì)工作在深A(yù)B類(lèi)。總射頻輸出功率大約為13.5dBm，這對(duì)應(yīng)于+28dBm的OIP3功率。

　　圖9：7dB功率回退下發(fā)射通道測(cè)試和仿真所得的功率和PAE比較。

　　根據(jù)片上射頻通道功率檢測(cè)器的特性，可通過(guò)一個(gè)直流電壓監(jiān)測(cè)射頻輸出功率的大小。圖10給出了溫度補(bǔ)償檢測(cè)器輸出電壓“Vref-Vdet”(mV為單位，對(duì)數(shù)坐標(biāo))與輸出功率(單位dBm)的關(guān)系，包含了超過(guò)15dB的變化范圍。在對(duì)數(shù)坐標(biāo)下這個(gè)特性關(guān)系是線(xiàn)性的，使得功率監(jiān)測(cè)更容易。

　　圖10：28GHz時(shí)射頻前端模塊發(fā)射通道的片上功率檢測(cè)器輸出特性曲線(xiàn)

　　當(dāng)使用FEM的接收通道時(shí)，PA被關(guān)閉，“Vctrl1”設(shè)置為0V，LNA被偏置在+4V電源下10mA左右，此時(shí)在“LNA_Vsense”引腳上觀(guān)察到3.9V電壓。圖11給出了測(cè)量和仿真增益和噪聲系數(shù)(NF)的比較。測(cè)得的小信號(hào)增益約為13.5dB，整個(gè)頻段的增益平坦度達(dá)到±0.3dB。接收通道具有極佳的噪聲系數(shù)，從27到29GHz的典型值為3.3dB，且仿真和測(cè)量到的性能之間具有良好的一致性。

　　圖11：接收通道測(cè)試和仿真所得增益與噪聲系數(shù)

　　接收通道也具有相當(dāng)不錯(cuò)的線(xiàn)性度，且只消耗不大的功率(只有40mW：4V時(shí)10mA)。諸如P1dB和OIP3等關(guān)鍵指標(biāo)在整個(gè)頻段分別為6.2和21dBm左右。圖12是測(cè)試所得P1dB和OIP3隨頻率變化的關(guān)系。

　　圖12：接收通道測(cè)試所得P1dB和OIP3

　　4.結(jié)論

　　本文介紹的射頻前端MMIC將在未來(lái)的28GHz頻段5G系統(tǒng)中發(fā)揮關(guān)鍵作用。該模塊已經(jīng)驗(yàn)證可以滿(mǎn)足集成到毫米波相控陣或波束切換終端的所有要求，并提供卓越的發(fā)射通道線(xiàn)性度和效率，同時(shí)還有出色的接收噪聲系數(shù)。發(fā)射和接收通道的關(guān)鍵性能指標(biāo)都達(dá)到了設(shè)計(jì)要求，使得該模塊非常適合毫米波5G應(yīng)用。該芯片還包括了多種實(shí)用的功能，如發(fā)射功率檢測(cè)器、發(fā)射和接收賦能電路，SPDT譯碼器電路和接收偏置監(jiān)測(cè)電路。采用最先進(jìn)的0.15μm增強(qiáng)型砷化鎵PHEMT工藝實(shí)現(xiàn)。該模塊非常易于使用常見(jiàn)的多通道ADC和DAC芯片進(jìn)行控制和監(jiān)測(cè)。此外，該模塊可方便地封裝在一個(gè)緊湊且低成本的5mm × 5mm QFN表貼塑料封裝中。

　　參考文獻(xiàn)

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