一款小功率基于原邊控制技術(shù)的反激式LED恒流驅(qū)動電路

摘要：文中設(shè)計了一款額定功率為3W的反激式LED恒流驅(qū)動電路，利用原邊控制技術(shù)，去除了隔離光耦與二次側(cè)輔助調(diào)整電路，解決了傳統(tǒng)電路電源布局要求高，體積大的問題。文中分析了電路實現(xiàn)恒流與恒壓的原理，并介紹了電路元件參數(shù)。當(dāng)輸入電壓在60～260 VAC下變動時輸出電流精度為6.4%。實驗結(jié)果表明該電路具有結(jié)構(gòu)簡單、高恒流精度以及高穩(wěn)定性的優(yōu)點。

LED需要恒定電流驅(qū)動，電流過大會縮短其壽命，過小會明顯降低其亮度。目前，LED常采用的驅(qū)動方式有電阻限流、電荷泵、線性電源、開關(guān)電源等4大類。開關(guān)電源驅(qū)動是目前效率最高的能量轉(zhuǎn)換方式，具有功耗小、效率高、穩(wěn)壓范圍寬、體積小、性能可靠等優(yōu)點，缺點是電路復(fù)雜、成本高、且會產(chǎn)生電磁干擾。反激電路是開關(guān)電源的一種常見的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，在100 W以下的中小功率LED燈具的驅(qū)動中，反激拓?fù)湟螂娐泛唵巍㈦姎飧綦x等優(yōu)點得到了最廣泛的運用。傳統(tǒng)的反激電路通常運用副邊反饋控制，通過使用隔離光耦實現(xiàn)，對于電源的布局提出了很高要求，并限制了其體積。對于小功率LED驅(qū)動電路，這是一大難題。

1 電路結(jié)構(gòu)設(shè)計與工作原理

1.1 電路基本結(jié)構(gòu)設(shè)計

文中基于iW3620芯片設(shè)計了一款反激式LED恒流驅(qū)動電路，電壓輸入為60—260 VAC，輸出電壓/電流為10.2 V/350 mA，額定負(fù)載為3 W，驅(qū)動負(fù)載為3個大功率白光LED(

每顆1 W/350 mA)。圖1為電路的基本結(jié)構(gòu)如圖1所示。

在電路中，BDR為整流橋，L1，C1與C2組成了π型濾波電路。R2，C3與D1組成了原邊鉗位保護(hù)電路用以保護(hù)開關(guān)管，防止其由于高頻變壓器的漏感形成的尖峰電壓而被擊穿。T為高頻變壓器，D3為輸出端濾波二極管，C4為輸出端濾波電容，R10與輸出并聯(lián)，起到對電路的保護(hù)作用。iW3620為該電路的控制芯片，用以控制MOSFET開關(guān)的占空比。R9為電流采樣電阻，R5與R6為電壓反饋檢測電阻，D2為輔助邊整流二極管。

考慮到電路傳輸過程中的延遲以及MOSFET開啟時的延遲，R8與C8組成延遲網(wǎng)絡(luò)來對上述延遲進(jìn)行補(bǔ)償。與此同時R8可以減小在在MOSFET開啟過程中R9上的電流峰值。

1.2 副邊反饋控制部分設(shè)計

傳統(tǒng)的副邊反饋控制通常是使用隔離光耦PC817以及可調(diào)基準(zhǔn)源TL431所組成的閉環(huán)系統(tǒng)來實現(xiàn)的。如圖2所示，電路通過由電阻R1與R2所組成的輸出電壓采樣電路來獲取輸出電壓信號，TL431將該信號與其內(nèi)部的2.5 V基準(zhǔn)電壓進(jìn)行比較來獲取誤差信號，該誤差信號由光耦中的發(fā)光二極管轉(zhuǎn)換為光信號，光耦在電路高壓端的光敏晶體管將該光信號再一次轉(zhuǎn)換為電信號，該電信號由控制電路反饋端檢測以調(diào)整開關(guān)管的占空比，從而實現(xiàn)調(diào)節(jié)電路的輸出大小的功能。

由于其具有精度高與反應(yīng)速度快的特點，因而被廣泛運用于各類場合。然而，若驅(qū)動器的體積被嚴(yán)格限制，隔離光耦對于電路的整體布局就會成為一個很大的問題。除此之外，隔離光耦的使用還會帶來另外一個問題。光耦的最高工作溫度相對于電路中的其他元件要低很多，因此一旦在電路中使用了光耦就必須將電路的工作頻率限制在20～30kHz，如此電路就難以工作在更高的頻率下。

1.3 原邊反饋控制部分設(shè)計

根據(jù)實際運用需要，文中使用原邊反饋控制，省去了二次側(cè)調(diào)整電路與配套的隔離光耦，使電路設(shè)計得到了簡化。為精確控制輸出電壓和電流，需要檢測反饋信號從而調(diào)節(jié)輸出信號，反饋信號由變壓器的輔助繞組獲得。

在圖1中，u(t)為經(jīng)過整流后的直流電壓，Lm為高頻變壓器的原邊電感。當(dāng)開關(guān)管開啟時，通過開關(guān)管的電流ip(t)線性增加：

△u為電流通過輸出端整流二極管D3產(chǎn)生的壓降。當(dāng)高頻變壓器的去磁過程結(jié)束的時刻△u的值降到0，在此時刻之后變壓器副邊與輔助邊中都沒有電流。在此時刻輸出電壓

與輔助邊的電壓成線性比例關(guān)系。因此，輸出電壓的反饋控制可以通過調(diào)節(jié)輔助邊的電壓來實現(xiàn)。

1.4 恒壓與恒流控制的實現(xiàn)

iW3620通過檢測輔助邊的電壓和通過MOSFET的電流信號來實現(xiàn)恒壓與恒流的反饋控制。Vsense引腳檢測輔助邊的電壓，輔助邊電壓為：

Vsense引腳負(fù)責(zé)檢測輸出電路電壓uo。如果檢測到了誤差OUTPUT引腳就會調(diào)整MOSFET開關(guān)的占空比從而改變從變壓器原邊傳遞至副邊的能量，如此實現(xiàn)恒定輸出電壓的目的，即實現(xiàn)了輸出電壓的反饋控制。

Isense是原邊電流的檢測引腳，負(fù)責(zé)檢測高頻變壓器的原邊的峰值電流。它檢測電流通過電阻R9所形成的壓降并將其與芯片內(nèi)部的基準(zhǔn)電壓進(jìn)行比較，如果兩個信號存在誤差，就通過調(diào)整MOSFET開關(guān)的占空比來實現(xiàn)恒定輸出電流的目的，實現(xiàn)了輸出電流的反饋控制。

為了使得檢測更加精確，R9選擇使用精度為1%的電阻。

1.5 降低損耗

一般反激式拓?fù)渲蠱OSFET工作在硬開關(guān)模式，高頻工作時開關(guān)損耗大。iW3620采用了準(zhǔn)諧振運行模式，將MOEFET導(dǎo)通時間設(shè)定為其漏源極電壓uDS最低時，由此實現(xiàn)零電壓開通的軟開關(guān)，大幅降低開通損耗。這些措施能夠大幅降低MOSFET開關(guān)損耗。

iW3620有多種工作模式。負(fù)載額定時以PWM方式工作，當(dāng)負(fù)載減小負(fù)載電流降低至額定時10%時，芯片自動切換至PFM工作模式。一旦電流回升，芯片切回至PWM工作模式。由于其良好的負(fù)載動態(tài)響應(yīng)，使得功耗減小從而使效率提升。

2 電路參數(shù)的分析與設(shè)計

2.1 輸入電容的選擇

輸入電容負(fù)責(zé)當(dāng)輸入電壓下降的時段為負(fù)載供電。如果電容太大，電流相位于電壓相位的差可能太大從而導(dǎo)致功率因數(shù)下降。所以在此選擇電容值為22 uF的電解電容。

2.2 變壓器設(shè)計

因為額定輸出功率為3 W，所以相應(yīng)選擇RM6磁芯作為高頻變壓器的磁芯。uin為輸入電壓，ton為開關(guān)管導(dǎo)通的時間，Bmax為飽和磁感應(yīng)強(qiáng)度，Ae為磁芯面積，根據(jù)反激電路高頻變壓器的設(shè)計理論，高頻變壓器的原邊繞組圈數(shù)Np為：

芯片的工作電壓Ucc為12 V，D2兩端的電壓降UFD大約為0.5 V。因此，Ns=16，Naux=16。

2.3 電流采樣電阻與電壓采樣電阻

電壓采樣電阻R9可以由下式得到：

因為芯片內(nèi)部的參考電壓usense=1.538 V，而且uo=10.2 V，因此R5=15 kΩ，R6=2 kΩ。

2.4 輸出電容的選擇

當(dāng)MOSFET處于關(guān)斷的時段負(fù)載是由輸出濾波電容來提供能量的。因為電路的輸出電壓為10.2 V，選擇電容值為330μF的電解電容作為輸出濾波電容，如此可以在實現(xiàn)濾波的同時為負(fù)載提供能量。

3 實驗結(jié)果與分析

實驗條件：輸入電壓為60～260 V AC，輸出負(fù)載為3個大功率LED，每個功率為1 W。

當(dāng)輸入電壓為220 V AC，輸出負(fù)載為3個大功率白光LED(1 Wx3)，電路的輸出電壓為10.2 V(圖3)，輸出電流為351 mA(圖4)。如圖3所示輸出電壓的紋波很小(電壓精度為1.9%)。

如圖4所示，當(dāng)輸入電壓在60～260 VAC下變動時輸出電流精度為6.4%，電路效率為73.1%。實驗結(jié)果表明，簡化設(shè)計的同時電路依然保持良好輸出特性。

4 結(jié)論

文中介紹了一款小功率基于原邊控制技術(shù)的反激式LED恒流驅(qū)動電路，電路未使用隔離光耦與二次側(cè)調(diào)整電路，使得其在布局上更為自由，減少了體積上的限制。實驗表明，當(dāng)輸入電壓在60～260VAC下變動時輸出電流精度為6.4%，電路效率為73.1%，簡化設(shè)計的同時電路依然保持良好輸出特性。通過改變電流檢測電阻以及電壓檢測電阻可以以降低恒流精度為代價進(jìn)一步提高電路的效率。