基于電容箝位五電平H橋的變頻器應(yīng)用研究

0 引言

多電平變換器因其具備的優(yōu)勢，在高壓、大功率應(yīng)用場合受到了廣泛關(guān)注，與常規(guī)兩電平變換器比較，在常用功率器件耐壓等級情況下，能夠輸出更高的電壓和更大的功率，輸出電壓具有更多的電平數(shù)，因而具有較低的輸出諧波畸變和dv/dt[1]。多電平變換器電路拓?fù)渲饕煞譃?類：二極管箝位型、電容箝位型和單相H 橋級聯(lián)型等[2]。電容箝位型三電平變換器的應(yīng)用比較成熟，控制靈活，只需要一個(gè)獨(dú)立直流電源，不存在二極管箝位型變換器中主、從功率器件阻斷電壓不均衡和箝位二極管反向電壓難以快速恢復(fù)等缺點(diǎn)[3]。

目前應(yīng)用于多電平變換器的PWM 控制方法主要有：載波調(diào)制PWM、空間矢量PWM(SVP原WM)等，雖然SVPWM 控制已經(jīng)在二極管箝位三電平和常規(guī)級聯(lián)H橋多電平變換器中獲得了實(shí)際應(yīng)用，但是多電平電路的開關(guān)狀態(tài)數(shù)量為其電平數(shù)的三次方，當(dāng)電平數(shù)進(jìn)一步增加時(shí)，SVPWM 控制將極其復(fù)雜，因此對五電平以上的多電平變換器，載波調(diào)制PWM 優(yōu)于SVPWM[4-5]?；谳d波調(diào)制的PWM 方法容易實(shí)現(xiàn)，便于擴(kuò)展，普遍適用于各種多電平變換器，因而在目前是比較常用的多電平變換器開關(guān)調(diào)制策略。根據(jù)載波分布特點(diǎn)，載波調(diào)制PWM又可分為消諧波PWM(SHPWM)方法和載波相移PWM(PSPWM)[6]。

本文在電容箝位三電平電路基礎(chǔ)上，借鑒常規(guī)H 橋電路結(jié)構(gòu)，以兩個(gè)電容箝位三電平橋臂構(gòu)成一個(gè)電容箝位五電平H橋，對其在三相變頻器中的應(yīng)用進(jìn)行研究[7]。采用消諧波PWM 和載波相移PWM 相結(jié)合的調(diào)制方法，使電容箝位五電平H橋能夠方便地產(chǎn)生五電平輸出[8]。從仿真和實(shí)驗(yàn)兩個(gè)方面驗(yàn)證了變頻器拓?fù)浼翱刂撇呗缘挠行浴?/p>

1 變頻器原理分析

圖1 是本文采用的電容箝位五電平H橋變頻器的原理圖。直流側(cè)電容由兩個(gè)電解電容串聯(lián)構(gòu)成，三相變頻器的每一相都包含一個(gè)電容箝位五電平H 橋，每個(gè)五電平H 橋由兩個(gè)電容箝位三電平橋臂構(gòu)成，因此每相都可以得到五電平輸出的相電壓。每相五電平H橋的輸出通過LC濾波器接單相隔離變壓器，三個(gè)輸出變壓器的初級等效于YN 接法，次級采用YN 接法，可以提供輸出中線，這種結(jié)構(gòu)可使零序電壓直接作用于變壓器初級[9]。

圖1 的電路結(jié)構(gòu)是電容箝位三電平和H橋電路的結(jié)合。為獲得單相五電平輸出，一般電容箝位型多電平變換器每相需要8 個(gè)功率器件、6 個(gè)箝位電容，三相只需要一個(gè)直流電源，由于箝位電容數(shù)量較多，必須嚴(yán)格控制各箝位電容的電壓平衡以保證變頻器的安全運(yùn)行，這給控制和實(shí)際使用帶來困難[10]。常規(guī)兩電平級聯(lián)H橋多電平變換器為獲得五電平輸出需要同樣的功率器件，不需要箝位器件，但是三相共需要6 路獨(dú)立直流電源，而且電平數(shù)越多，需要的直流電源數(shù)量就越多。圖1的電路結(jié)構(gòu)，以電容箝位三電平橋臂構(gòu)成五電平H 橋，需要的功率器件一樣，但是只需要一個(gè)直流電源，每相需要2 個(gè)箝位電容，綜合了兩種電路結(jié)構(gòu)的優(yōu)勢，缺點(diǎn)是需要接輸出變壓器，但是變壓器的引入提高了輸出配置的靈活性。

采用圖1 電路結(jié)構(gòu)的變頻器，具有單相五電平輸出，可以進(jìn)一步提高輸出電壓和功率等級，降低輸出THD 和dv/dt，通過采用載波調(diào)制PWM 方法，能夠提高功率器件的等效載波頻率，進(jìn)一步降低輸出濾波器的體積和容量。每個(gè)橋臂只有一個(gè)箝位電容，不需要考慮不同電壓等級箝位電容的電壓平衡問題，不同橋臂箝位電容的電壓容易保持一致，采用H 橋結(jié)構(gòu)，各橋臂間的功率也容易保持平衡，從而降低了控制的復(fù)雜程度[11]。三相之間彼此獨(dú)立，不容易產(chǎn)生相互干擾，增強(qiáng)了變頻器的可靠性。

2 控制原理說明

消諧波PWM可以直接用于二極管箝位型、電容箝位型多電平電路，也適用于其他類型的多電平結(jié)構(gòu)，載波相移PWM一般用在級聯(lián)H橋型、電容箝位型多電平電路[12]。

本文針對圖1 的變頻器拓?fù)?，采用消諧波PWM 和載波相移PWM相結(jié)合的調(diào)制方法。

圖2 是本文所采用的載波調(diào)制原理圖，以a相調(diào)制波為例進(jìn)行說明。假設(shè)圖2(a)中五電平H橋的兩個(gè)橋臂自左而右分別為橋臂1 和2，對應(yīng)圖2(b)中，載波uc1 和uc2 為橋臂1 使用的載波，見圖2(b)中的實(shí)線三角波，載波uc3和uc4為橋臂2 使用的載波，見圖2(b)中的虛線三角波，ua為a 相正弦參考波。載波uc1、uc2和uc3、uc4為幅值、相位完全一樣但位置不同的三角載波，載波uc1、uc2和uc3、uc4 分別對應(yīng)橋臂1 和2，即常用的消諧波PWM方法，兩組載波的相位差180°，橋臂1 和2之間又是載波相移PWM方法，因此圖2 所示的載波調(diào)制方法是消諧波PWM 和載波相移PWM 的結(jié)合。橋臂1 的四個(gè)功率器件，Q1和Q4 為驅(qū)動(dòng)互補(bǔ)，Q2 和Q3 為驅(qū)動(dòng)互補(bǔ)，ua 與正向三角載波uc1進(jìn)行比較，輸出作為Q1的驅(qū)動(dòng)信號，當(dāng)ua>uc1時(shí)驅(qū)動(dòng)為正，否則為負(fù)，同樣ua與負(fù)向三角載波uc2 進(jìn)行比較，輸出作為Q2 的驅(qū)動(dòng)信號;橋臂2 的四個(gè)功率器件，Q5和Q8為驅(qū)動(dòng)互補(bǔ)，Q6和Q7為驅(qū)動(dòng)互補(bǔ)，ua 與載波進(jìn)行比較作為Q8 的驅(qū)動(dòng)信號，當(dāng)ua>uc3時(shí)驅(qū)動(dòng)為正，否則為負(fù)，同樣ua與載波uc4進(jìn)行比較作為Q7的驅(qū)動(dòng)信號。同樣道理，分別以b、c相正弦波作為調(diào)制波，即可得到三相五電平H橋變頻器所有功率器件的驅(qū)動(dòng)波形。

采用圖2 所示的載波調(diào)制方法，能夠結(jié)合消諧波PWM 和載波相移PWM兩種方法的優(yōu)勢，前者輸出諧波特性較好，后者容易保持各橋臂間的功率平衡[13]。同時(shí)采用這兩種方法能使變頻器在輸出五電平的情況下使等效載波頻率加倍，可以降低器件的開關(guān)頻率，減小開關(guān)損耗，提高變頻器效率，減少輸出濾波器的體積和重量[14]。

3 仿真結(jié)果

根據(jù)以上變頻器結(jié)構(gòu)和控制原理，利用仿真軟件PSIM6.0 搭建了系統(tǒng)模型。仿真參數(shù)如下：

直流側(cè)電壓260V，直流側(cè)電容為3400μF，箝位電容為4 700 μF，功率器件為IGBT，輸出L=2 mH，C=50μF，R=50 Ω，輸出變壓器變比為1∶1;開關(guān)頻率為3 kHz，調(diào)制比為0.9，輸出電壓頻率為50 Hz。

系統(tǒng)仿真波形如下。圖3是a相輸出PWM電壓波形Va及其FFT分析，從圖3(a)可以看到a相輸出PWM波形為五電平，其階梯電壓分別為0、±130 V、±260 V，圖3(b)為對應(yīng)的FFT 分析，諧波成分主要集中在開關(guān)頻率的2n(n=1，2，3，…)倍頻率處，也即6 kHz 的整數(shù)倍頻率附近，可見采用這種控制方法，使變頻器的等效載波頻率提高為原來的2 倍。圖4 為經(jīng)過LC濾波器和輸出變壓器的a 相輸出電壓波形Va及其FFT分析，可以看到電壓波形質(zhì)量較好，諧波含量很小。圖5為a相輸出電流波形Ia及其FFT分析，可以看到電流波形接近正弦波，諧波含量也比較小。

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