差分信號回流路徑的全波電磁場解析（二）

銅箔參考平面GND2 Polt fields 為Mag_E,結(jié)果如圖27 所示：

圖27 兩個參考平面均開槽情況下GND2 的電場分布圖

將圖6、圖7和圖28、29比較，在GND2開槽后，平面GND1和平面GND2的電場能量分布均有較大的差別。電場能量不再完全集中在信號下方而是在整個平面上高低不同的電場能量都，GND1和GND2參考平面的電場分布均有較大變化，電場能量分布散落在兩個參考平面上

7、模型輸出

Star-Hspice 是高精確度的模擬電路仿真軟件，是世界上最廣泛應(yīng)用的電路仿真軟件，它無與倫比的高精確度和收斂性已經(jīng)被證明適用于廣泛的電路設(shè)計。Star-Hspice 能提供設(shè)計規(guī)格要求的最大可能的準(zhǔn)確度。

在HFSS 中設(shè)置進行參數(shù)分析，設(shè)置為對多個離散點進行分析，分別對完整參考平面、GND1 平面開槽、GND2 平面開槽、GND1 和GND2 平面均開槽這四種情況進行了S 參數(shù)分析，分析完成后，依次對每種情況，輸出其全波的Star-Hspice 格式Spice 模型，從而完成信號回流路徑的全波Spice 模型的提取。

從HFSS 中輸出的Star-Hspice 格式的Spice 模型，文件頭如下所示：

* BEGIN ANSOFT HEADER

* node 1 WavePort1:T1_pos

* node 2 WavePort1:T1_neg

* node 3 WavePort1:T2_pos

* node 4 WavePort1:T2_neg

* node 5 WavePort2:T1_pos

* node 6 WavePort2:T1_neg

* node 7 WavePort2:T2_pos

* node 8 WavePort2:T2_neg

* Format: HSPICE

* Model: Full-wave Spice Pole-Residue

* Type: Sparam

* END ANSOFT HEADER

.subckt TMUX_MID3_test1_fws 1 2 3 4 5 6 7 8

Rport1 1 n2 50

Vam1 n2 2 dc=0

Rport2 3 n4 50

Vam2 n4 4 dc=0

Rport3 5 n6 50

Vam3 n6 6 dc=0

Rport4 7 n8 50

Vam4 n8 8 dc=0

8、對以上四種情況在Hspice 下進行時域仿分析

Hspice 簡介。

Hspice 仿真器提供了任何集成電路的仿真設(shè)計環(huán)境，如：網(wǎng)表生成，仿真控制、仿真結(jié)果觀察分析、測試點、反標(biāo)仿真結(jié)果等，這些流程可以適用于目前大多數(shù)EDA 設(shè)計工具。

Hspice 是事實上的Spice 工業(yè)標(biāo)準(zhǔn)仿真軟件，在業(yè)內(nèi)應(yīng)用最為廣泛，它具有精度高、仿真功能強大等特點。沒有提供方便直觀的界面調(diào)入器件模型及電路連接，它使用純文本格式來描述電路的連接關(guān)系及電路中的各個模型， 不適合初級用戶。

在Hspice 仿真主文件test.sp 對完整參考平面(test1)、GND1 平面開槽(test3)、GND2平面開槽(test4)、GND1 和GND2 平面均開槽(test5)四種模型定義同一的源。進行時域仿真比較眼圖。主文件test.sp 的內(nèi)容如下：

*定義偽隨機碼發(fā)生器

Vin1 in1+ com1 LFSR(-0.1 0.1 0 100p 100p 2.5g 1 [7,6] rout=0)

Vin2 com1 in1- LFSR(-0.1 0.1 0 100p 100p 2.5g 1 [7,6] rout=0)

Vcom1 com1 0 0

*調(diào)用模型庫

.include ./TMUX_MID3_test1_fws.lib

.include ./TMUX_MID3_test3_fws.lib

.include ./TMUX_MID3_test4_fws.lib

.include ./TMUX_MID3_test5_A_fws.lib

*調(diào)用子電路

Xtest1 in1+ 0 in1- 0 out1+ 0 out1- 0 TMUX_MID3_test1_fws

*終端端接50ohm 的電阻到GND

R1 out1+ 0 50.0

R2 out1- 0 50.0

Xtest3 in1+ 0 in1- 0 out3+ 0 out3- 0 TMUX_MID3_test3_fws

R3 out3+ 0 50.0

R4 out3- 0 50.0

Xtest4 in1+ 0 in1- 0 out4+ 0 out4- 0 TMUX_MID3_test4_fws

R5 out4+ 0 50.0

R6 out4- 0 50.0

Xtest5 in1+ 0 in1- 0 out5+ 0 out5- 0 TMUX_MID3_test5_A_fws

R7 out5+ 0 50.0

R8 out5- 0 50.0

*定義鋸齒電壓波

.param ewidth=800ps ephase=ewidth/4

et1 t1 0 Vol= (TIME - int(TIME/ewidth)*ewidth)

et2 t2 0 Vol= ((TIME+ephase) - int((TIME+ephase)/ewidth)*ewidth)

et3 t3 0 Vol= ((TIME+2*ephase) - int((TIME+2*ephase)/ewidth)*ewidth)

et4 t4 0 Vol= ((TIME+3*ephase) - int((TIME+3*ephase)/ewidth)*ewidth)

rt1 t1 0 1Meg

rt2 t2 0 1Meg

rt3 t3 0 1Meg

rt4 t4 0 1Meg

*瞬態(tài)分析

.Tran 1p 40n start=0n

.end

在Hspice 對主文件test.sp 進行仿真分析，生成test.tr0 波形文件，由于在Hspice下看眼圖有回波線如圖28,影響實際眼圖效果。

圖28 四種情況在Hspice 下進行時域分析的眼圖比較。

為了更清楚的看眼圖的實際情況，利用Spice explorer 工具來看test.tr0 文件。如下圖：

圖29四種情況在Hspice 下進行時域分析的眼圖比較

如圖29,進行時域分析和S 參數(shù)分析的結(jié)論一樣。信號的回流路徑緊貼在鄰近的參考平面上。開槽參考平面GND1 對信號質(zhì)量影響大，開槽參考平面GND2 對信號質(zhì)量影響小。

開槽對于奇模方式幾乎沒有什么影響，由于奇模情況下的兩個導(dǎo)體之間存在一個虛擬的地。

當(dāng)奇模信號的回路不理想時，這個虛擬的地就可以給信號提供一定的參考，繼而可以降低因為非理想回路而造成的對信號質(zhì)量的影響。而耦模分量沒有虛擬的地參考回路，在跨越開槽區(qū)域時需繞路而行，增加了耦模分量的回流路徑從而造成耦模分量信號質(zhì)量的劣化。對于差分信號跨越開槽不能簡單的說：差分信號彼此間可以提供回流路徑，所以跨越參考平面開槽影響不大，這種想法不夠全面。差分傳輸線具有兩種獨特的傳輸方式---奇模方式和耦模方式。

對于跨越開槽間隙只能說對奇模傳輸方式幾乎沒有影響，但耦模傳輸方式的影響如同單端信號所受的影響。

建議：

盡管兩根差分信號的奇模傳輸方式可以互為回流路徑，跨開槽間隙對耦模傳輸方式會割斷信號耦模傳輸?shù)幕亓鳎瑫r跨分割部分的傳輸線會因為缺少參考平面而導(dǎo)致阻抗的不連續(xù)。由于差分傳輸線具有兩種獨特的傳輸方式---奇模方式和耦模方式。而奇模與偶模的傳輸時延不一樣，若采用差分信令的差分對因為某些原因不對稱或不平衡，這些因素都會導(dǎo)致信號出現(xiàn)抖動。不要認為差分信號相互提供互為回路路徑，即使跨越分割也不會對信號傳輸質(zhì)量造成影響。差分信號跨開槽間隙要慎重，根據(jù)實際情況仿真來確定開槽間隙對信號完整性的影響。

以下內(nèi)容適用于單端信號，也同樣適用于差分信號。

對于非理想回路來說，另一個影響就是跨溝傳輸?shù)亩喔盘栕呔€之間將具有很高的耦合系數(shù)。其耦合的機理是源于溝壑本身：能量被耦合到開槽里，然后通過開槽線(slotline)的模式傳到其它走線上。開槽線也是一種傳輸線，在這種模式下，開槽兩邊的導(dǎo)體之間會形成場。由驅(qū)動的角度來看，回路的不連續(xù)可以看作是串聯(lián)了一個電感。如果回路繞過的距離比較小，那么由于感性濾波的作用，信號的上升沿會有一定的衰R;而如果回路繞過的距離比較大，那么信號的上升沿將會出現(xiàn)臺階現(xiàn)象。需要注意的是，在處理高速信號的時候，永遠不要讓兩根或以上的走線同時跨越參考平面的溝壑，盡可能保證信號走線下面的參考平面的連續(xù)性。有時候跨溝現(xiàn)象是不可避免的，比如在有些設(shè)計中，走線必須經(jīng)過封裝的抽氣孔(degassing holes)或者過孔反焊盤(anti-pad)區(qū)域的上方。如果信號跨溝是不可避免的，那么在跨溝處信號線的兩側(cè)放置一些去耦電容可以降低影響，因為這些電容可以為信號的回路供了一個交流的通路。雖然提供這樣的交流短路電容可以顯著的縮短溝壑的(有效)長度，但是實際上往往是不可能在總線的每根走線之間都放置這樣的電容。通過分析了信號走線跨越地平面溝壑的情況，可以得出一些關(guān)于參考平面開槽的非理想回流路徑的大致結(jié)論。

●非理想回路呈現(xiàn)出感性的不連續(xù)性。

● 非理想回路將慮掉信號中的一些高頻分量，從而延緩了信號的邊沿速率。

● 如果回路的繞過的路徑較長，這種非理想的回路將在接收端產(chǎn)生一些SI 的問題。

● 非理想回路增加了回路的面積，繼而產(chǎn)生一些EMI 問題。

●非理想回路將顯著地增大跨溝信號之間的耦合系數(shù)。

那么，在PCB 設(shè)計時，信號回流和跨分割的處理：

1.根據(jù)上面分析可以知道，輻射強度是和回路面積成正比的，就是說回流需要走的路徑越長，形成的環(huán)越大，它對外輻射的干擾也越大，所以，PCB 布板的時候要盡可能R小電源回路和信號回路面積。

2. 對于一個高速信號來說，提供好的信號回流可以保證它的信號質(zhì)量，這是因為PCB 上傳輸線的特征阻抗一般是以地層或電源層為參考來計算的，如果高速線附近有連續(xù)的地平面，這樣這條線的阻抗就能保持連續(xù)，如果有某段線附近沒有了地參考，這樣阻抗就會發(fā)生變化，不連續(xù)的阻抗從而會影響到信號的完整性。所以布線的時候要把高速線分配到靠近地平面的層，或者高速線旁邊并行走一兩條地線，起到屏蔽和就近提供回流的功能。

3.布線時盡量不要跨電源分割，因為信號跨越了不同的電源層后，它的回流途徑就會變長，容易受到干擾。當(dāng)然，不是所有的信號都不能跨越分割，對于低速信號是可以的，因為產(chǎn)生的干擾相比信號可以不予關(guān)心。對于高速信號就要嚴格些，盡量不要跨越。