基于TMS320F28335的恒流型饋能式電子負(fù)載的設(shè)計(jì)

摘要：針對電源設(shè)備出廠老化測試電能浪費(fèi)問題，設(shè)計(jì)了一種基于TMS320F28335DSP的恒流型饋能式電子負(fù)載描述了一種原邊帶箝位二極管的ZVS移相全橋變換器的工作特點(diǎn)，采用了一種簡便易行的移相波形數(shù)字控制方法；基于DC／DC電壓前饋、DC／AC電壓電流雙環(huán)控制方法，研制出一臺3．5 kW試驗(yàn)樣機(jī)。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明：該系統(tǒng)性能穩(wěn)定、調(diào)節(jié)速度快，能很好地滿足測試?yán)匣梆伨W(wǎng)要求。
關(guān)鍵詞：電子負(fù)載；移相全橋ZVS；箝位二極管；TMS320F28335

隨著電力電子技術(shù)的迅猛發(fā)展，新能源及各種節(jié)能技術(shù)的快速涌入，各類電力電子產(chǎn)品特別是功率變換器層出不窮。顯然，傳統(tǒng)的電阻箱老化方法已無法滿足測試自動化及節(jié)能要求。電子負(fù)載作為一種測試電源設(shè)備性能指標(biāo)的新型設(shè)備，因其具有節(jié)能、控制靈活、穩(wěn)定性好等優(yōu)點(diǎn)，近年來，得到了國內(nèi)外學(xué)者的廣泛重視與深入研究。
目前，電子負(fù)載產(chǎn)品繁多，拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)也各種各樣。但普遍存在開關(guān)損耗大、電能利用率低、無法滿足隔離或饋網(wǎng)要求的缺陷，且市場上的電子負(fù)載大多適用于恒壓源的老化測試，無法應(yīng)用于恒流源設(shè)備。
本文研制了一臺應(yīng)用于恒流源設(shè)備放電測試的饋能式電子負(fù)載，該電子負(fù)載能對恒流源設(shè)備進(jìn)行測試?yán)匣湍孀凁伨W(wǎng)，從而實(shí)現(xiàn)對電能的再生利用。隨著電動汽車的逐漸普及，車載充電機(jī)的需求量也會增加，該電子負(fù)載無疑具有廣闊的應(yīng)用前景。
文中首先闡述了饋能型電子負(fù)載的基本原理，然后分別從硬件結(jié)構(gòu)和控制策略重點(diǎn)分析，最后給出了實(shí)驗(yàn)參數(shù)與結(jié)果，驗(yàn)證了本方案的可靠有效。

1 系統(tǒng)拓?fù)渑c工作原理
1．1 系統(tǒng)結(jié)構(gòu)
恒流型饋能式電子負(fù)載主電路如圖1所示，它主要包括DC／DC直流變換器和DC／AC逆變器。DC／DC變換器需要對車載充電機(jī)進(jìn)行負(fù)載特性模擬，即模擬蓄電池的充電特性，將輸入恒流源轉(zhuǎn)換為穩(wěn)定的電壓源，并實(shí)現(xiàn)高頻隔離。它要同時(shí)級聯(lián)充電機(jī)與逆變器，是整個(gè)系統(tǒng)的核心與難點(diǎn)。DC／AC逆變器通過對電網(wǎng)進(jìn)行同步檢測，將被測試電源輸出的能量無污染的回饋給電網(wǎng)。

1．2 DC／DC變換器
1．2．1 DC／DC變換器的選擇
車載充電機(jī)是一種安裝在電動汽車內(nèi)部，可在車庫、停車場、路邊等任何有電源供應(yīng)的地方充電的中小型功率充電裝置。全橋變換器普遍應(yīng)用于中大功率場合，采用移相控制，全橋變換器可實(shí)現(xiàn)零電壓開關(guān)、零電壓零電流開關(guān)和零電流開關(guān)3種軟開關(guān)方式，但其輸出整流二極管不是工作在軟開關(guān)狀態(tài)。輸出整流二極管在換流時(shí)變壓器副邊存在寄生振蕩，使二極管產(chǎn)生很高的尖峰電壓。采用原邊帶箝位二極管的ZVS全橋變換器，能夠有效抑制寄生振蕩，減少電路損耗，消除尖峰電壓。恒流輸入原邊帶箝位二極管的ZVS全橋變換電路主要工作波形過程如圖2所示。

1．2．2 移相PWM的數(shù)字控制
TMS320F28335是TI公司最新推出的一款TMS320C28X系列浮點(diǎn)DSP控制器。與以往的定點(diǎn)DSP芯片相比，該DSP具有成本低，功耗小，性能高，外設(shè)集成度更高，數(shù)據(jù)以及程序存儲量更大，AD轉(zhuǎn)換更加精確和快速等特點(diǎn)。與常見的TMS320F2812DSP相比，TMS320F28335可通過配置DBRED和DBFED寄存器的設(shè)置，同時(shí)實(shí)現(xiàn)對上升沿和下降沿的延時(shí)控制。另外通過對TBPHS的寄存器的配置，可實(shí)現(xiàn)兩路PWM的移相控制，因此，TMS320F28335產(chǎn)生移相PWM信號更加簡便、可靠。

EPWM時(shí)序波形示意圖如圖3所示，Q1和Q3為超前橋臂，分別由EPWM1A和EPWM1B控制；Q2和Q4為滯后橋臂，分別由EPW-M2A和EPWM2B控制。移相EPWM的具體產(chǎn)生過程如下：
1)占空比及死區(qū)設(shè)置：配置時(shí)間基準(zhǔn)模塊(TB)與計(jì)數(shù)器比較模塊(CC)，使用增計(jì)數(shù)方式，EPWM1與EPWM2設(shè)定相同的周期值，比較寄存器CMPA值均設(shè)置為周期寄存器值的一半。通過死區(qū)控制模塊(DB)，設(shè)置PWM的A、B通道為互補(bǔ)模式，并配置相等的上升沿時(shí)間與下降沿時(shí)間，即
UBFED=DBRED。
2)移相角設(shè)置：配置TB模塊，設(shè)置EPWM1、EPWM2為主從模式：EPWM1的同步輸入來自外部引腳，EPWM2使用EPWM1的同步脈沖輸入信號。初始化EPWM2的相位寄存器TBPHS值，當(dāng)檢測到輸入同步脈沖時(shí)，相位寄存器值載入計(jì)數(shù)寄存器TBCNT。圖中為移相角對應(yīng)的計(jì)數(shù)值，TBPHS加載
值即為周期值TPR與φ2的差值。
3)占空比調(diào)節(jié)方式：通過使能EPWM2的中斷標(biāo)志位，一旦產(chǎn)生PWM，進(jìn)入中斷服務(wù)程序，通過調(diào)節(jié)EPWM2中TBPHS值，改變移相角φ2，從而控制有效占空比的大小，達(dá)到閉環(huán)控制的目的。
1．3 DC／AC逆變器設(shè)計(jì)
逆變器是將直流電能轉(zhuǎn)化為交流電能的變換裝置，供交流負(fù)載用電或與交流電網(wǎng)并網(wǎng)發(fā)電。如圖1所示，本文選用H橋與LCL濾波電路組成的逆變電路。為能逆變回網(wǎng)，必須選用合適的PWM控制，實(shí)現(xiàn)網(wǎng)壓與網(wǎng)流的反相，并保持功率因素為-1，從而，實(shí)現(xiàn)能量的饋網(wǎng)和再生利用。

2 控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)
控制系統(tǒng)由驅(qū)動電路、檢測電路、保護(hù)電路及LCD顯示電路構(gòu)成?？刂坪诵男酒捎玫氖荰MS320F28335 DSP，它是TI公司最新推出的一款TMS320C28X系列浮點(diǎn)DSP控制器。與以往的定點(diǎn)DSP芯片相比，該DSP具有成本低，功耗小，性能高，外設(shè)集成度更高，數(shù)據(jù)以及程序存儲量更大，AD轉(zhuǎn)換更加精確和快速等特點(diǎn)。系統(tǒng)控制結(jié)構(gòu)如圖4所示，圖中有兩個(gè)閉環(huán)控制回路，DC／DC控制環(huán)和DC／AC控制環(huán)。

2．1 DC／DC控制環(huán)
本實(shí)驗(yàn)的車載充電機(jī)采用恒流限壓充電方式對電動汽車的車載動力電池進(jìn)行充電。充電機(jī)給動力電池充電時(shí)，對電池輸入恒定的充電電流，電池電壓將逐漸升高。當(dāng)電池電壓升高到某一電壓值時(shí)，則電池已經(jīng)充滿，充電過程結(jié)束。
DC／DC變換器需完成兩部分工作：一是模擬動力電池充電過程：二是維持輸出電壓穩(wěn)定，以Icc實(shí)現(xiàn)逆變。本實(shí)驗(yàn)輸入電壓范匍為250～450 V，電壓改變量為25 V。由于充電機(jī)以恒流放電，首先，根據(jù)動力電池充電特性，實(shí)時(shí)設(shè)定輸入側(cè)支撐電容Ci端電壓值大小。然后，通過線性光偶電壓采樣電路，檢測實(shí)際輸入電壓反饋值Ui，與設(shè)定值的偏差，送給PI環(huán)。最后，經(jīng)PWM調(diào)節(jié)器，當(dāng)Ui>時(shí)，增大占空比；當(dāng)Ui時(shí)，減小占空比。實(shí)現(xiàn)對占空比的調(diào)整，從而調(diào)節(jié)支撐電容的充放電時(shí)間，維持輸入電壓恒定。
在整個(gè)過程中，系統(tǒng)實(shí)時(shí)監(jiān)控充電機(jī)輸出電流Icc與全橋電路中電流Idc。若Icc恒定，則充電機(jī)測試合格。當(dāng)Idc超過電流允許值時(shí)，PWM調(diào)節(jié)器會對pwm信號進(jìn)行控制，維持系統(tǒng)的可靠運(yùn)行。
與其他DC／DC控制方法不同的是，本實(shí)驗(yàn)通過電壓前饋的方法，來實(shí)現(xiàn)輸出電壓的穩(wěn)定，實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了此方法的可行性。
2．2 DC／AC控制環(huán)
逆變環(huán)節(jié)采用雙環(huán)控制，外環(huán)為逆變器直流側(cè)電壓控制環(huán)，內(nèi)環(huán)為交流電流控制環(huán)。直流輸出電壓給定信和實(shí)際電壓值U0偏差值，交給PID調(diào)節(jié)器后輸出直流電流指令信號ImoIm和逆變器交流側(cè)輸入電網(wǎng)的電流幅值ia成正比，它與標(biāo)準(zhǔn)正弦波相乘后形成交流輸入電流的給定信號。與實(shí)際交流值ia的偏差值經(jīng)P比例放大后，再經(jīng)滯環(huán)控制得到spwm控制信號鎖相環(huán)PLL保證交流輸入電流的給定信號與電網(wǎng)電壓同步同相。

3 實(shí)驗(yàn)結(jié)果及結(jié)論
3．1 實(shí)驗(yàn)參數(shù)
本實(shí)驗(yàn)以電動汽車車載充電機(jī)作為測試?yán)匣娫?，其輸出電流恒定? A，直流電壓變化范隔為250～450 V。恒流式直流電子負(fù)載的主要參數(shù)如下：前級選用MOSFET SPW35N-60CFD雙管并聯(lián)，開關(guān)頻率為50 kHz：高頻變壓器參數(shù)：鐵氧體磁環(huán)，匝比1：1．5；整流二極管選用RHRG75120快恢復(fù)二極管；諧振電感Lr=12μH；隔直電容Cb=3μF；輸出濾波電感Lr=156μH；輸出濾波電容Cf=2 000μF。后級選用高頻開關(guān)管選用MOSFET SPW35N60CFD，頻率50 kHz，低頻50 Hz，選用IGBT G80D60；LCL濾波電路參數(shù)：L2=L3=680μH，Cf2=4μF。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，最大功率可達(dá)3．5 kW，工作效率約為88％，工作性能良好，且能實(shí)現(xiàn)全正弦回網(wǎng)。
3．2 基本波形
如圖5所示，當(dāng)輸入電壓設(shè)定為250V，開關(guān)頻率為50kHz時(shí)的實(shí)驗(yàn)波形。圖5(a)為功率管Q3驅(qū)動信號及漏板電壓波形，由圖可知Q3實(shí)現(xiàn)了零電壓開通與關(guān)斷。圖5(b)為變壓器原邊電壓及電流波形圖，對比理論波形圖圖2可知，電壓電流波形較理想。圖(c)為逆變器并網(wǎng)輸出側(cè)電壓電流波形圖。

4 結(jié)束語
文中基于TMS320F28335高精度數(shù)字控制，采用一種原邊帶箝位二極管ZVS移相全橋變換電路，級聯(lián)H橋逆變器的一種新型恒流型饋能式電子負(fù)載，經(jīng)車載充電機(jī)放電測試，驗(yàn)證了數(shù)字控制系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)的可行性，能可靠地實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)，很好的實(shí)現(xiàn)并網(wǎng)目標(biāo)。