基于精密超低功耗放大器的電源電壓的高端電流檢測方法

簡介

微放大器電流的精密高端測量需要一個(gè)小值檢測電阻和一個(gè)低失調(diào)電壓，超低功耗放大器。 提供280μA的電源電流，以在100μA至250mA的寬動(dòng)態(tài)范圍內(nèi)檢測電流。 這最大限度地減少了分流電阻上的功率損耗，并使負(fù)載的可用功率最大化。 LTC2063的軌到軌輸入允許該電路在非常小的負(fù)載電流下工作，輸入共模幾乎處于軌道上。 LTC2063的集成EMI濾波器可在噪聲條件下保護(hù)其免受RF干擾。對于給定的檢測電流，該電路的電壓輸出是：

零點(diǎn)

電流檢測解決方案的關(guān)鍵指標(biāo)是零點(diǎn)，或在沒有檢測電流時(shí)產(chǎn)生的輸出的等效誤差電流。 零點(diǎn)通常由放大器的輸入失調(diào)電壓除以RSENSE決定。 LTC2063的低輸入失調(diào)電壓(典型值為1μV，最大值為5μV，典型值為1-3pA的典型輸入偏置和失調(diào)電流)允許零點(diǎn)輸入?yún)⒖颊`差電流僅為10μA(1μV/0.1Ω)，典型值為50μA (5μV/0.1Ω)最大。 如圖2所示，這個(gè)低誤差允許檢測電路將其線性度保持在指定范圍內(nèi)的最低電流(100μA)，而不會(huì)由于分辨率的損失而出現(xiàn)平臺。輸出電流到輸出電壓的曲線在整個(gè) 整個(gè)電流感應(yīng)范圍。

零點(diǎn)誤差的另一個(gè)來源是輸出PMOS的零柵極電壓漏極電流(IDSS)，即PMOS名義上關(guān)斷(| VGS | = 0)時(shí)非零VDS的寄生電流。 具有高IDSS泄漏的MOSFET將產(chǎn)生不具有ISENSE的非零正VOUT。

英飛凌的BSP322P在此設(shè)計(jì)中使用的晶體管的上限IDSS為1μA，在| VDS | = 100V。 作為BSP322P典型IDSS的一個(gè)很好的估算，在室溫下，VDS = -7.6V時(shí)，IDSS僅為0.2nA，誤差輸出僅為1μV，或等效的100nA輸入電流誤差，

測量0A輸入電流時(shí)。

建筑

LT1389-4.096參考以及由M2，R2和D1組成的自舉電路建立了一個(gè)非常低功耗的隔離式3V電壓軌(4.096V + M2的VTH，典型值為-1V)，可以保護(hù)LTC2063免受絕對最大電源 電壓為5.5V。 盡管串聯(lián)電阻可以滿足建立偏置電流的需要，但使用晶體管M2可以提供更高的整體電源電壓，同時(shí)在電源電壓的高端限制電流消耗僅為280μA。

精確度

LTC2063的輸入失調(diào)電壓會(huì)產(chǎn)生10μA的固定輸入?yún)⒖茧娏髡`差。 在250mA滿量程輸入中，失調(diào)僅導(dǎo)致0.004%的誤差。在低端，100μA中10μA的誤差為10%。 由于偏移是恒定的，所以可以校準(zhǔn)。 圖3顯示，LTC2063，不匹配的寄生熱電偶和任何寄生串聯(lián)輸入電阻的總偏移量僅為2μV。

圖3中所示的增益100.05V / V比由RDRIVE和RIN建立時(shí)的實(shí)際值或4.978k / 50.4 = 98.77V / V給出的預(yù)期增益大1.28。 這個(gè)誤差可能是由于RDRIVE和RIN的溫度系數(shù)不同造成的。

這個(gè)電路輸出的不確定性的主要來源是噪聲，所以用大的并聯(lián)電容濾波對于降低噪聲帶寬以及總的噪聲是至關(guān)重要的。 采用1.5Hz輸出濾波器時(shí)，LTC2063增加了約2μVP-P的低頻輸入引起的噪聲。 在最長的可能時(shí)間內(nèi)平均輸出進(jìn)一步減少了由于噪聲引起的誤差。

該電流檢測電路中的其他誤差源是寄生板電阻與LTC2063輸入端的RSENSE串聯(lián)，增益設(shè)置電阻RIN和RDRIVE的電阻值容差，增益設(shè)置電阻中溫度系數(shù)失配以及誤差電壓 在寄生熱電偶的運(yùn)算放大器輸入。 通過對RSENSE使用Kelvin sense 4引腳檢測電阻，以及對RIN和RDRIVE的臨界增益設(shè)置路徑使用0.1%電阻以及類似或較低的溫度系數(shù)，可以將前三個(gè)誤差源最小化。 為了抵消運(yùn)算放大器輸入端的寄生熱電偶，R1應(yīng)具有與RIN相同的金屬端子。 在輸入端也應(yīng)盡可能避免不對稱的熱梯度。

本節(jié)討論的所有誤差源的總體貢獻(xiàn)在全尺寸2.5V輸出參考時(shí)最多為1.4%，如圖4所示。

電源電流

如圖5所示，LT1389和LTC2063所需的最小電源電流在最小VSUPPLY和ISENSE(4.5V和100μA)時(shí)為2.3μA，最大VSUPPLY和ISENSE(90V和250mA)時(shí)最大為280μA。除了 由有源器件消耗的電流，還需要由VSUPPLY提供的輸出電流IDRIVE至M1，與輸出電壓成正比，范圍從1.0mV輸出(對于100μAISENSE)為200nA到對于2.5V輸出為500μA(對于250mA ISENSE)。 因此，除ISENSE外，總電源電流范圍為2.5μA至780μA。 RDRIVE設(shè)置為5kΩ，以獲得合理的ADC驅(qū)動(dòng)值。

輸入電壓范圍

在此體系結(jié)構(gòu)中，最大供應(yīng)量由最大值| VDS |設(shè)置 PMOS輸出可以承受。 BSP322P的額定電壓為100V，所以90V是一個(gè)合適的操作限制。

輸出范圍

這種設(shè)計(jì)可以驅(qū)動(dòng)5kΩ負(fù)載，這使得它成為驅(qū)動(dòng)許多ADC的合適階段。 輸出電壓范圍為0V至2.5V。 由于LTC2063具有滿擺幅輸出，因此最大柵極驅(qū)動(dòng)僅受LTC2063的凈空限制。 在此設(shè)計(jì)中，典型值為3V，由LT1389的4.096V和M2的-1V典型VTH決定。

由于此電路的輸出是電流，而不是電壓，因此接地或?qū)Ь€偏移不會(huì)影響精度。 因此，在輸出PMOS M1和RDRIVE之間可以使用較長的引線，從而使RSENSE能夠位于感測電流附近，而RDRIVE靠近ADC和其他后續(xù)信號鏈級。 長引線的缺點(diǎn)是增加了EMI敏感性。 RDRIVE上的100nF C3在到達(dá)下一階段的輸入之前將有害的EMI分流。

速度限制

由于LTC2063的增益帶寬積為20kHz，因此建議使用此電路測量20Hz或更慢的信號。 與負(fù)載并聯(lián)的22μFC2將輸出噪聲濾波至1.5Hz，從而提高了準(zhǔn)確度，并保護(hù)后續(xù)階段不受突發(fā)電流浪涌的影響。 這種濾波的折衷是更長的建立時(shí)間，特別是在輸入電流范圍的最低端。

結(jié)論

LTC2063的超低輸入失調(diào)電壓，低IOFFSET和IBIAS以及軌到軌輸入可在100μA至250mA的整個(gè)范圍內(nèi)提供精確的電流測量。 其最大電源電流為2μA，使其電路在大部分工作范圍內(nèi)的電源電流遠(yuǎn)低于280μA。 隨著LTC2063的低電源電壓要求，低電源電流允許從一個(gè)帶有裕量的備用基準(zhǔn)電壓供電。